350-W、双相交错式预调节器设计评价

参数

最小值

典型值

最大值

V_IN

85 V RMS

110 或 230 VRMS

265 V RMS

V_OUT

374 V

390 V

425 V

V_RIPPLE

30 V

350 W 时的电流 THD

10%

350 W 时的 PF

0.95

满负载效率

90%

f_S

100 kHz

保持要求 (t_HOLD)

20 ms

f_LINE

47 Hz

50 Hz

60 Hz

图 5 功能结构图

　　3.1 升压电感的选择

　　Cooper Electronics 公司为我们的设计方案设计了200μH、CTX16-17309 升压电感。

　　3.2 输出电容的选择 (COUT)

　　选择输出电容有三个至关重要的标准，它们分别是保持能量、输出纹波电压以及RMS 纹波电流。方程式 16 和方程式 17 用于选择输出电容。方程式 16 根据保持能量要求选择输出电容；而方程式 17 则根据输出电压 (VRIPPLE) 的要求，决定电容的大小。设计人员应根据本设计方案选择方程式 16 和方程式 17 中的最大计算值。

　　同时，应根据电容器的容差，对其进行减载 (de-rate) 运行。下列方程式根据电容容差中 20% 的误差以及电容器使用寿命 20% 的变化，减载运行输出电容器。

　　升压电容器的 RMS 纹波电流可通过下列方程式计算得出。如果采用这些方程式，最好使用 MathCAD 或 MATLAB 设计工具。

　　3.3 FET 和二极管的选择

　　为了满足设计的效率要求 (η)，需要将功率预算 (PSEMI) 设置为 19 W。在半导体器件的选择方面，总是需要进行不断尝试，而且也会出现错误。因此，往往需要多次尝试，才能选择到符合设计方案要求的半导体器件。

　　3.4 二极管选择

　　为了减少转换损耗，我们采用了 CREE CSD10060 SiC 整流器。整流器中二极管的反向恢复电流接近于零。采用如下方程式来计算二极管的损耗 (PDIODE)、二极管的峰值 (IDIODE(peak)) 和平均电流 (IDIODE)。式中 Vf 为升压二极管的正向压降。设计方案中的这些二极管每只将消耗大约 0.6 W (PDIODE) 的功耗，那么两只二极管总共将消耗 1.2 W 的功耗。这样使得升压 FET 和辅助偏置电源将产生 17.8 W 的功率损耗。

　　3.5 根据 RMS、峰值电流以及估计的 FET损耗选择 FET

　　下列方程式用于估计 FET RMS 电流 (IFET(rms))，而升压 FET (PFET) 损耗又是基于该电流计算得出的。

　　总 FET 损耗的一部分为一个 PWM 转换周期中所产生的 Coss (COSS(avg)) 充电和放电损耗。COSS 随着线电压的变化而变化，其并不是一个线性函数。可采用如下方程式以及 FET 产品说明书中的数据来计算 COSS(avg)。COSS(spec) 为在规定的VDS 电压 (VDS(spec)) 时测量得出的典型 COSS 值。本设计方案选用了一只 IRF840、8 A 500 V FET。估计的 COSS(avg) 值大约为 160 pF。

　　为了估计 FET 开启 (tON(delay)) 和关闭 (tOFF(delay)) 的延时情况，我们需要研究如下方程式以及图 6 中 FET VGS 与 QG 的特性。

图 6

　　在本设计方案中，FET 估计损耗 (PFET) 为 5 W。而 FET 总损耗将达 10 W，加上 1.2 W 的二极管总损耗，那么半导体总损耗将达到 11.2 W，低于最初设定的 19 W 功率预算 (PSEMI)。

　　3.6 为 FET 选择散热片

　　由于二极管只消耗 0.6 W 的功耗，所以此种升压二极管无需配置散热片。然而， 可以使用要求采用散热片的 FET 和如下方程式来计算所需散热片的热阻 (RθSA)。该方程式是基于 40℃ 的最大容许环境温度 (TAMB)，以及从连接面至外壳的 IR840 热阻 (Rθjc) 和从外壳至散热片的 TO220 热阻 (RθCS)（所有这些热阻均可从 IRF840 产品说明书中查到）而确立的。在本设计方案中，我们选用了一只 AAVID 531202 散热片来满足 RθSA 的要求。

　　3.7 过压保护和欠压锁定

　　OVP 功能和欠压锁定 (UVLO) 均由 UCC28220 管理。这是一只用来监控升压情况的简单的比较器。有关这些阈值的设置信息可在 UCC28220 产品说明书中查到。在本设计方案中，OVP 设置为 425 V，而 UVLO 设置为 108 V。只有当 VOUT 达到 108 V 时，预调节器才开始进行转换。

　　3.8 峰值限流

　　峰值限流在 UCC28220 PWM 比较器的输入端，由最大控制电压 (VC) 进行设置。式中"a"为电流感应变压器 T1 和 T2 的匝数比。峰值限流的跳变点设置为额定峰值电流的 130%，以保护升压 FET。

　　VC = 1.8，VCTRL 最大设置为 3.0 V，以保护 UCC28220 CTRL 引脚。

　　此方程式考虑了随后添加的斜率补偿。

　　在上电期间的 FET 峰值电流是正常运行情况下 IPEAK 电流的两倍。这是因为需要过大的斜率补偿，以确保稳定性。

　　3.9 电流感应变压器复位电阻 (T1 和 T2)

　　3.10 振荡器和最大占空比钳位

　　UCC28220 振荡器和最大占空比钳位通过电阻 RCHG 进行设置并放电。所需的占空比钳位 (DMAX) 设置为 0.9，以防止电流感应变压器饱和。

　　3.11 控制环路补偿

　　电压环路和电流环路的所有控制方程式均为估算方程式。本文中的控制方程式给出了反馈补偿的开始点。在大多数的控制环路中，都有必要根据实际情况，通过网络分析仪对环路补偿进行调整。

　　3.12 电流环路

　　设置电流环路的第一步就是设置乘法器组件。RIAC 电阻与整流线电压连接，而且是电流放大器输出信号追踪线电压变化的元件。该电阻通常为一组必须的串联电阻，以满足高电压的要求。

　　UCC28528 内部的乘法器具有电压前馈 (VFF) 功能。当线压降防止线电流过度增加时，该功能可保持功率级增益稳定，同时提供软功率限制。详细的说明请参阅TI/Unitrode 应用手册 SLUA196A。VFF 信号通过 PFC 控制器中的内部电流镜产生。流经 VFF 引脚的最大电流为 IAC 电流的一半。下列方程式用于选择 VFF 电阻 (RVFF) 以及滤波器电容器 (CVFF)，以消除 VFF 信号中的 AC 分量。

　　VFF 信号中的 AC 分量会对总电流谐波失真 (THD) 产生影响。为了满足电源电流 THD 的设计要求，滤波器电极 (fp1) 设置为一定的频率，以限制 VFF 对总电流谐波失真的影响仅为 1.5%。

　　这种控制方法是基于平均和峰值电流模式控制以及下列对电流环路进行补偿的方程式而得出的。这些计算方法使得设计方案更接近正确的补偿，同时必须通过网络分析仪予以微调。在本设计案例中，为了对电流环路 (TC(s)) 进行补偿，我们设定了设计目标：相位裕度为 45 度，而且交叉频率为转换频率的 1/10。

　　VC1 = VC - 0.5 V，VC1 为 UCC28220 PWM 比较器输入端的最大控制电压。说明：方程式 VC1 计入了出现在 UCC28220 PWM 控制器中的 500 mV 失调电压。(61)

　　电流放大器补偿传输函数 (GCA(s)) 如下所述：

　　需要使用分压器 HCA 来分担 UCC28528 CA 输出端的电压，以保护 UCC28220 的 CTRL 引脚。该分压器应能在各种功率要求的条件下正常工作，而且应对固定变量予以考虑。

　　为了确保稳定性，电流感应信号需要进行斜率补偿。至少需要将电感电流下斜坡斜率的 50% 加入到电流感应信号中。UCC28220 具有由电阻 RSLOPE 设置的内部斜率补偿功能。

　　UCC28528 需要一只电流感应电阻 (PFCRSENSE) 来监控输入电流。根据所分配的最大容许电流感应电压 (VSENSE)，计算上述电阻的阻值。

　　另外，UCC28528 还采用了电流感应信号来触发功率限制功能。可通过选择适当的乘法器电阻 RMO 来设置功率限制功能。功率限制被设置为满负载功率的 110%，有关功率限制功能如何工作的说明，请参阅 UCC28528 的产品说明书。功率限制之所以设置为满负载功率的 110%，是因为为了避免与 UCC28220 峰值电流（被设置为满负载功率的 130%）的限制功能发生冲突。

　　将环路交叉频率设为零，则可为交叉频率新增 45 度的相位，从而确保控制环路的稳定性。

　　3.13 电压环路 (TV(S))

　　电压环路补偿主要存在两个限制因素。第一个是衰减 2 x fLINE 输出电容器电压纹波，这就要求减少输入电流谐波失真；第二个就是控制环路稳定性，如果上述当中的一个标准得不到满足，那么 PF 和 THD 就会受到严重影响。

　　为了确保上述环路的谐波失真小，环路的交叉频率 (fC) 设计为 10 Hz。

　　在关键参数的计算工作完成之后，则可构建电源，并对其进行评估。350-W 两相交错式 PFC 的最终设计方案如原理图 7 和图 8 所示。该电源同时还具有一只 2-W 的辅助电源（根据电流断续模式 (DCM) 反向拓扑结构构建）。

[p] 　　4 原理图

图 7 350-W 交错式 PFC 升压预调节器原理图

图 8 2-W 反向 PFC/PWM 控制器原理图

　　5 设计性能

　　采用网络分析仪对电流环路 TC(s) 进行测量，而且电流环路不能准确追踪如上所述的模型。TC(s) 增益随着输入电压变化，并在频率约为 30 kHz 时以双极的形式出现。这可能是由于本拓扑结构所需的斜率补偿过大造成的。然而，电流环路却保持稳定且无需调整。请注意：测量电流环路或电压环路需要的是直流输入电压，否则线电流和线电压将会影响环路的测量结果。不能采用设置超低频频率范围的网络分析仪测量电压环路。

图 9 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　图 10



图 11

　　5.1 输入电感纹波电流消除

　　图 12 所示为当最小输入为 85V RMS 时，线路出现峰值时电感纹波电流的消除情况。从图中我们可以看出，输入电流 (CH4) 是相应电感纹波电流 L1 (CH2) 和 L2 (CH3) 的二分之一。输入纹波电流与电感纹波电流之间的比值与图 2 所示情况一致。请注意：下图中电流的比值为 0.225 A/mV。

图 12　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 图 13



图 14

　　5.2 瞬态响应

　　PFC 预调节器的电压环路通常低于 10 Hz，这也就是说，能对小瞬态做出响应的最快电压环路耗时约为 100 ms。在典型的应用中，PFC 预调节器恢复对瞬态的响应需要比上述数值长达 5 至 10 倍。然而，构建在 UCC28528 控制器件中的大信号比较器可使设计在 200 ms 之内恢复对大信号瞬态的响应。

图 15 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　图 17


图 16　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 图 18

图 19　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 图 20



图 21 　　　　　　　　　　　　　　　　　图 22

　　6 结论

　　通过交错升压预调节器级，电源设计人员可将升压电感的面积乘积减少 50%，同时降低升压电容 RMS 电流。这样，设计人员则可缩小 PFC 预调节器的尺寸，并采用更低 RMS 额定值的输出滤波器电容。

　　由于本设计方案需要许多升压 FET 和升压二极管，因此，在高功耗应用中，交错式 PFC 预调节器将是一个上佳之选。在这些应用中，唯一增加的成本就是用于实现交错式功能的附加控制电路。

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