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一种新型的零电压开关双向DC-DC变换电源

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引言

  
在许多场合下,需要有能将直流电源进行双向变换的装置,以燃料电池为能源的电动车驱动系统,就是一例。在该系统中,同时具有普通酸铅蓄电池和燃料电池,普通酸铅蓄电池作为车辆冷起动动力,提供12~24V的低电压电源。起动后,用燃料电池提供150~300V的车辆驱动电压。因此,在电动车起动时,要求能将普通蓄电池输出的12~24V直流电压提升到150~300V,以起动系统开始工作。当系统进入正常工作后,用燃料电池的电能,对酸铅蓄电池进行充电,以恢复电池的能量消耗。双向DC-DC电源也可用于供电系统的直流操作电源中,供电系统的直流操作电源,通常用蓄电池作为后备电源,当使用双向直流变换电源后,可有效地减少后备电池的数量。对双向直流电源通常要求其具有高效、隔离、低辐射等特点,同时也要求电路结构简单,易于控制。

  系统的结构及工作原理

  双向直流变换系统的结构如图1所示,高频变压器T两侧的电源电压不同,电源能量能进行双向传送。从电路结构看系统具有以下特点。

 

图1 DC-DC双向变换电路结构图 


   电路的特点

  用变压器作为隔离高、低压侧分别有既可整流又可逆变的变流装置。用IGBT或MOSEFT管作为开关器件构成桥式或半桥式整流逆变电路。若在图1的整流逆变或逆变整流框中,用全桥电路代换之,则得到双向DC-DC变换器主电路,如图2所示。为充分发挥电路的功能,在高频变压器的右侧接入一个电感Lk,用作电压提升。考虑到在保持功率平衡的条件下,需低压侧提供较大的电流,低压侧的电压波动对高压侧电压的稳定影响较大,因此在高压侧接入储能电感,这样控制输出电压的效果更好。正常情况下的能量流向是,从高压侧向低压侧方向,低压侧的蓄电池处于充电状态,另外低压侧负载需要消耗一定的能量。当能量从低压侧向高压侧流动时,具有短时和大电流的特点,通常只在系统起动或故障状态下出现。

 

图2 DC-DC双向变换主电路原理图 


  电路的工作原理

  由于在MOSEFT管的d,s端或IGBT管的c,e端反并联了二极管,因此2个桥式电路均具有整流功能,逆变时需要对MOSEFT或IGBT管加触发脉冲。

  低压向高压传送能量的过程

  当能量从低压向高压方向传送时,要求M1~M4处于逆变状态,S1~S4处于提升状态。设:gMi为开关器件Mi的门极控制电平。gSi为开关器件Si的门极控制电平,则

  对gMi,gSi施加图3所示的控制脉冲,M1,M4导通构成变压器T左侧的正向电流;M2,M3导通构成变压器左侧的反向电流。为实现器件的零电压开关在M1,M4和M2,M3换流过程中加入死区。对S1,S2不加触发脉冲,对S3,S4加图3所示的触发脉冲起电压提升作用。

 

图3 能量从低压向高压流动时的门极控制脉冲 


  此阶段电流电压波形如图4所示。等效电路如图5所示。对电路的分析可按以下几个阶段进行,其中电流iLk的波形非常重要,它等于变压器右侧的电流iT2。

 

图4 能量从低压向高压流动时变压器右侧电压、电流波形 


 

图5 能量从低压向高压传送过程中各阶段等效电路 


  阶段1:t1~t2。M1,M2,S3导通,由于S1内部二极管DS1和S3的导通,使变压器右侧c,d两点短路,变压器右侧和iLk相关的等效电路如图5a所示。电流iLk值如式(1)所示,电感Lk储能,储能时间可通过S3导通的时间进行控制。

  式中:UT2为变压器右侧电压幅值。

  阶段2:t2~t3。在t2时刻S3关断,经短暂的延时后,对S4加触发脉冲,但S4并不立即导通。此时电感电流iLk经S1,S4内部二极管对电容C2进行充电,电流表达式如式(2)所示,等效电路如图5b所示。

  式中:U2为高压侧的直流输出电压值。

  值得注意的是,阶段1和阶段2构成了一个电压提升工作方式,改变S3门极脉冲的占空比,可调节变压器右侧,即高压侧的输出电压,根据电压提升电路的特性UT2和U2之间有式(3)所示的关系。

  式中:D为占空比,即S3在M1,M4导通阶段所占的比例;ton=t2-t1;T为iLk的半周期。

  阶段3:t3~t4。在t3点M1,M4关断,此时iLk迅速回落,iLk的变化如式(4)所示,式(4)中Td为死区时间,等效电路如图5c所示。

  阶段4:t4~t5。在t5点M2,M3,S4导通,此时反向重复阶段1的过程。

  高压向低压侧传送能量的过程当能量从高压向低压方向传送时,要求S1~S4处于逆变状态,M1~M4处于提升状态,对开关器件的门控信号作和上述相同的设定,要求对开关器件的门极加如图6所示的控制信号。流过变压器的电流波形和变压器两端的电压波形和图4波形的形状基本相同。

 

图6 能量从高压向低压流动时的门极控制脉冲 


[p]   零电压开关分析

  
为实现开关器件的软切换,减小开关过程中的电压和电流值,尽量使开关切换在接近零电压时进行,因此在逆变器开关换流时,设置了死区Td。在图2所示电路中,当能量从低压向高压传送时,在M1从导通向截止换流,M2由截止向导通换流时,中间设置死区Td,如图7所示。考虑到电容Cs1=Cs2,因此,换流期间可以认为UCM1+UCM2=UCM3+UCM4维持不变,等于U1。由于M1关断,CM1充电,电压UCM1从0开始上升,而UCM2放电,电压从U1下降,升、降值相同,维持和不变。因此,CM1的充电电流为iT1/2,CM1充电到电压U1时,CM2放电到0V。如果继续对CM1充电,CM2将被反向充电,DM2会导通。此时为M2的零电压开通提供了条件。对CM1的充电是在iT1的作用下进行的,根据电容充电过程中电流、电压和时间之间的关系可得

  由式(5)得th为

  因此,只要开关换流间隔死区时间Td大于CM1从0V充电到U1所需的时间th,即满足式(7)就可实现开关元件的零电压开通。一般情况下,取换流时iT1的平均值。

 

图7 脉冲之间设置死区 


  电感Lk的选取

  选适当的Lk,使电能从低压侧向高压侧传送时,保持电流iLk连续。实际上,在S3导通期间(ton),C2提供负载电流,而在S3截止期间,电感中的感应电势使S1内部的二极管导通,一方面提供负载电流,另一方面,补充在ton期间C2中电荷的减少。根据功率平衡关系式(8),输入、输出关系式(3)和式(9),可得保持电流连续的最小电感Lkmin。

  式中:f为电源的开关频率;I0为高压侧负载的平均电流;U2为高压侧的输出直流电压;UT2为变压器高压侧的电压有效值。

  电流iLk临界连续波形如图8所示。

 

图8 电流iLk临界连续波形 


  仿真及实验结果

  升压方式

  1)电压值。升压工作方式下,若取蓄电池电压Vin=24V,开关频率fc=20kHz,占空比D=0.35,高压侧负载功率1kW,则变压器高压侧电压UT2为240V,用式(3)计算输出电压值为307V,仿真结果值见图9,和计算值基本吻合。其它相关的电流、电压波形如图9所示。

 

图9 升压方式下UM1,UT2,iLk,U2的仿真波形 


  2)电感电流iLk的波形。电感电流iLk的波形如图9所示和图4中预期的iLk稳态电流波形一致。在死区段变压器电流迅速回落。

  3)开关切换点电压值。根据2.3节的分析,只要满足式(7)即可实现电源的零电压换路。仿真时取Cs2=0.04LF,开关触发脉冲之间的死区Td设成5Ls时,能实现零电压开关,如图9所示。其中uM1为开关M1两端的电压波形。

  降压方式

  在降压工作方式下,若取低压侧负载功率为200W,高压侧电压U2为240V,占空比D=0.35,则输出电压波形U1,流经电感Lk的电流波形iLk,变压器两侧的电压UT1,UT2分别如图10所示。

 

图10 降压方式下U1,iT1,UT1,UT2,iLk的仿真波形 


  部分实验波形

  1)电流iLk波形。变流器的电路参数同仿真值,通过示波器观察到的变压器高压侧电流波形,即流经电感Lk的电流波形如图11所示。波形和仿真结果基本一致,见图9、图10中电流iLk波形。

 

 图11 升压方式下电流iLk的实验波形


  2)零电压开关波形。当电能从高压侧向低压侧传送时,开关器件M1门极控制电压和漏、源极电压波形如图12所示,能实现开关器件的零电压切换。

 

图12 升压方式下Uds,Ug的实验波形 


  结束语

  本文给出了一个零电压开关的双桥、双向直流电压变换电路,在不改变电路结构的情况下,实现能量的双向流动。由于电路中,使用了新的开关控制策略,使该电路具有稳定的输出电压。在不增加电路元件的条件下实现电路的零电压开关,因此电源的电磁辐射较小。此外,电路还具有体积小、效率高、结构简单、成本低廉、电气隔离等优点。电源的输出功率可达几到十几kW,除可以用于中、小型的电动车驱动外,还可作为中、小型变电站的不间断电源及其它需要双向直流电源供电的设备中。 

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