在传统的交流供电电器产品中，需要采用光电对管对工件或者零部件的位置进行检测时，为了滤除环境光的干扰，通常会采用同其它直流供电电路一样的方式，首先分别采用降压整流电路给发射部分和接收部分供电，发射部分采用讯号发生电路和载波发生电路将讯号波形调制在一个载波（例如38KHz）上然后以之驱动发光管，而接收部分采用红外接收二极管或者专用接收头（例如内含38KHz解码电路）解调出讯号波形，然后送给相关电路或者交主机处理。光电对管通常按照安装位置的不同可分为对射式和反射式，对射式指发光管的发光面与接收管的受光面两两相对，如果光路畅通，则接收管直接接收发光管的射出光，或者因为被检测工件阻挡光路而无法接收；反射式指接收管不直接接收发光管的射出光，而是接收被被检测工件反射的射出光。其大致电路框图如图1：
 图1
由于发射管由发射电路提供的特定编码讯号驱动。因此驱动电路复杂而成本较高，特别在交流供电设备中使用时没有利用交流电固有的编码特性。而且接收部分的电路同样比较复杂，导致整体成本无法下降，另外因为发射管需要数毫安甚至数十毫安的驱动电流，加上两个电源部分的消耗，这对整个电路耗电只有数毫安甚至更小的主控板而言无疑是一个极大的负担，特别是对于以单个二极管半波整流，电容降压或者电阻降压方式供电的绝大部分小家电、美容电器、厨房家电、便携式设备等产品，更是完全无法接受。另外一种方法是由主控单元（CPU）给出一个特定的编码讯号通过驱动单元（例如驱动用MOS管或者双极型晶体管）驱动发光管，接收部分相应解码，由于仅仅相当于将讯号和载波产生电路由主控CPU软件完成，因此造成CPU主控程序大大复杂化，同样影响成本，而且驱动电流的问题和驱动部分的成本问题依然存在。
有鉴于此，我们经过反复权衡，最终制定了下述的编解码方案。其特点是发光管直接由220V/110V交流电经整流降压后驱动，利用交流供电电流直接驱动LED，而主机部分供电串接在同一回路中，公用同一驱动电流。并且在接收电路内部采用检测3个以上交流电周期讯号的特征作为有效编码来判断工件工况。信号检测部分整体电路如图2。
 图2
相对于传统的光电型位置检测电路，图2的光电对管Q1的驱动电路异常简单。交流输入电压经D1整流，R1降压，发光管串接在此回路上，发光管的驱动电流可以通过R1的阻值调节，而此回路同时可以串接其它功能电路，例如串接一个稳压管D2//C1用于给主机和其他电路供电等。R3/R4过零检测电路用于检测交流电压的过零点并输入主控单元作为检测电路同步信号，用于控制主控电路使之正好在交流电压的正负半周峰值时检测光电接收管的输入讯号。
首先我们计算一下发光管的驱动电流：在最恶劣的情况下，设主机模块电路的总耗电电流低至1.5mA，加上稳压二极管上消耗的电流，主机控制板整体耗电假设低至2mA，这是极端小的情况了。由于采用的是半波整流，则每个正半周内供电回路需平均供应4.5mA电流，在交流电压峰值时的电流(也就是流过发光二极管的峰值电流)则近似为6.3mA。这个电流足以推动发光管发光了。而如果主控板的整体耗电电流增加至超过15mA，此时继续按照图一的接法时可能令发光管回路上的峰值电流超过50mA，将超出发光管电流极限值而导致损毁，这种情况下可以简单的在发光管两端并联一个分流电阻来解决。
Q1内部的发射管在交流负半周时因为D1的阻断不发光，而正半周周期内瞬时电压超过7V（Vcc++Vd1+Vr1+Vd2）时Q1的发射管开始发光，而且在正半周峰值时发光亮度达到最高。在反光效率不变的情况下此时接收管输出讯号S0最低。此时如果反射效率足够，则接收管充分饱和导通，输出低于比较器低限的低电平，即此时U1A/U1B输出S1=1, S2=1，U2A输出为1，设此时状态为"状态1"；反之，在交流电负半周峰值（波谷）时光电接收管截止，光电接收管输出高于窗口比较器高限的高电平，即此时U1A/U1B输出S1= 0, S2=0，U2A输出也为1。设此时状态为"状态2"。而如果反光效果不佳，在波峰时S0的输出电平仍然高于V1，或者环境光较强导致在波谷时输出电平S0仍然低于V0，这样S1S2的输出不是刚好为"00"或"11"，则U2A输出为低，这样采用上述电路实现了目标工件位置很近、反射很强时电路输出为高；目标工件位置较远、反射较弱时电路输出也为高；只有目标工件位置变化，或者穿孔轮式光电开关轮子不断转动才会导致反射光强度变化不定，电路才会对应产生负向脉冲的目的。当然，如果要判断工件是靠得很近还是较远，只需读取U1a/U1b两个比较器的输出就可以了。
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上述电路抛开CLK讯号用的话就谈不上特色了，其抗干扰性能也就一般水准，但是我们加入CLK讯号就有了决定性的改善了。我们可以通过选择R3/R4使CLK讯号在快到交流峰值时达到主机检测端口的阈值，这样可以令主机在每次交流峰值前后对U2A输出讯号S1进行判断，连续读取数个交流周期，这样就基本上杜绝了外界光干扰导致S1讯号非正常翻转引起的误判。
另外，R5/R6/R7配合U1a/U1b组成窗口电压检测器使之能更有效的排除杂散光的干扰。例如对于图一所示5V供电的系统，我们将窗口低限设置在1/5*Vcc，窗口高限设置在4/5*Vcc，这样凡低于低限的讯号才确认为低，高于高限的讯号才确认为高，从而可以有效滤除大部分杂散干扰讯号。
为便于理解，下面详细描述各种不同环境下的工作情况。
1．被测工件或设备零组件位置与光电对管足够接近，这时反射光足够强，而同时因为工件与受光面非常接近而有效阻止环境光对接收管受光面的干扰，因此不必考虑环境光干扰问题，此时接收管输出连续的S0=0-1-0-1-0-1讯号，如图3，配合CLK讯号，在每个交流峰值前后U2A的输出都是1，由解码电路判断此状态为状态1。
 图3 2．被测工件或设备零组件位置与光电对管距离较远，而环境干扰光也较弱，这时反射光太弱，环境光干扰也小，因此接收管输出持续的高电平，S0输出的是一组标准的"1-1-1-1-1-1"连续讯号，波形如图6，当然一定叠加有微量反射光，但是在反射光最低瞬间仍然不足以使输出电平为低，这可以很容易的通过调节反射效率来保证，这时S0高于V1和V0，在每个交流峰值前后U2的输出都是1，配合CLK讯号，此时由解码电路判断此状态为状态1，如图4。
 图4
3．被测工件或设备零组件位置与光电对管距离较远，但环境干扰光稳定且较强，这时反射光太弱，环境光干扰太大导致接收管持续接近导通，因此接收管输出持续的低电平，输出的是一组标准的"0-0-0-0-0-0"连续讯号，波形如图五，当然同样一定叠加有微量反射光，但是在反射光最高瞬间仍然不足以使输出电平为高，这同样可以很容易的通过调节反射效率来保证，这时S0低于V0和V1，如图5，配合CLK讯号，在每个交流峰值前后U2的输出都是1，此时由解码电路判断此状态仍然为状态1。
 图5
4．被测工件或设备零组件位置与光电对管距离不停的变化，接收管输出讯号S0变化范围很大，且环境干扰光不断无规则变化且较强，环境光干扰较大导致接收管输出不断依照环境光变化而变化，如图6及图7，图六表示干扰光由强变弱瞬间的反应波形，图七则相反，表示干扰光由弱变强瞬间的反应波形。导致S1S2输出不停变化，S3状态也不断翻转，此状态可由解码电路判断为状态0，如图6及图7。
 图6
 图7 由上可见，在第一阶段时，反射光线极强而环境光干扰极少，光电管输出的是一个连续的标准的1-0-1-0-1-0-讯号，而距离较远时无论有无环境光干扰，其输出要么是"1-1-1-1-1-1"、要么是"0-0-0-0-0-0"，要么是无规律的其他连续讯号如"1-1-0-0-0-0-1-0"、"0-0-0-1-1-1-1-0"等，其变化速度取决于讯号翻转的速度。因此，我们只要在后面使用一个极简单的逻辑解码电路，即U1/U2及其附属电路，使之配合CLK同步讯号，每个周期检测一次，检测到连续三组以上规则的S0=0-1讯号（即"S0=0-1-0-1-0-1"或者"S0=0-1-0-1-0-1-0-1-0-1 -0-1"），即可认为是有效的状态1(S3=1)，即表示"待测工件停在距离光电对管较近处"，或者"待测工件在距离光电对管较远处停留未动"，而如果要区分远近则只要判断U1B的输出是否为低就可以。也就是说有效区分开了工件的是否动作及距离远近，实现工件位置检测。
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我们实现上述方案的设计是用于一款夹钳状美容产品，用于判断产品是否正在使用（正在使用时会不停的合夹开夹，暂停使用时要么合夹不动，要么开夹不动）。如果产品长期处于暂停使用状态（30分钟或1小时），则需要进入待机模式或睡眠模式，以策安全及降低功耗。我们采用上述设计方案之后达到了非常满意的结果。使用状态下无论采用强光干扰、人为故意摇晃、在各个位置开夹合夹模式下施加不同的强光或强红外干扰都可以正确判断产品是正在使用还是搁置未用。
当然，图2所述电路虽然省略了发射接收部分电源电路和编解码电路，但是还是要使用两个比较器和一个异或非门，如果用图2电路配合一般MCU来使用则还有一定的简化余地，但是如果我们在ASIC定制电路中来使用的话，则堪称极致简单了。如图8，虚线框内的电路都可以直接设计在ASIC内部，当然电路也可以比图2做得更加完美（例如增加锁存和防抖电路单元等），这样留在芯片外部的只剩下光电接收管和负载电阻了（该电阻可用于外部调节接收灵敏度，不可省略）。而接收部分只需要在供电回路串接一个光电发射管，无需任何其它编解码电路和附属电路。完整的产品设计电路如图9。
 图8
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