适用于高频电流模式转换器的斜坡补偿电路的设计与实现

       PWM DC／DC转换器的设计中，为了防止出现次谐波振荡，需要引入斜坡补偿电路，而传统的斜坡补偿电路通常在加法器处会引入附加的内部反馈环路，这会极大地限制系统带宽。文中提出了一种简单的结构来实现峰值电流模式下的斜坡补偿。这样可以减小斜坡补偿中加法器对系统带宽的限制，从而可以提高系统稳定性，使转换器有更高的开关频率。仿真结果表明，这种方法能实现电压信号准确地相加。
 

        电流模式PWM型DC／DC转换器具有瞬态响应好，输出噪声小，对外同电路干扰小等优点，成为DC／DC的主流。但是，峰值电流模式PWM型DC／DC转换器有一个特有的问题，就是当占空比大于0．5时，会出现亚谐波振荡现象，解决这一问题通常采用斜坡补偿的方法，即在电感电流采样信号上叠加一定斜率的锯齿波信号，如果这一斜坡信号的斜率大于电流采样信号下降斜率与上升斜率差值的一半，亚谐波现象就会消失。传统的斜坡补偿电路是采用运放的负反馈接法实现加法器，这样由于引入了内部负反馈回路，会限制系统的带宽，从而会限制整个转换器的开关频率。
 

        本文提出了一种新颖的斜坡补偿电路，这里利用了电荷守恒定律，存电容两端实现电流采样信号与斜坡信号的相加，这样就减少了一个内部反馈环路，从而减小了对系统带宽的限制，使系统更加稳定，转换器能有更高的开关频率。

        1 斜坡补偿
 

        1．1 斜坡补偿的必要性
 

        峰值电流模式PWM开关电源工作在CCM模式下且占空比(D)大于0．5时，系统存在稳定性问题，因为电感电流扰动量经过多个周期后逐级扩大，电感电流波形会出现低于开关频率的包络，电感电流紊乱，峰峰值增大，带负载能力下降，输出电压纹波增加等不良现象，最终导致系统不稳定，整个系统由于扰动无法正常工作。


1．2 斜坡补偿的原理
 

        峰值电流模式PWM开关电源工作在D大于0．5时，内部电流环会不稳定。通常的解决方法是存电流内环加入斜坡补偿电路。如果没有斜坡补偿，系统的稳定性如图1所示。其中实线和虚线分别表示稳定时和受到扰动时电感电流波形，D表示占空比(0<D<1)，IE表示由误差放大器设定的电感电流峰值，m1和m2分别表示电感电流上升斜率、下降斜率(m1、m2>0)，△I0是初始扰动电流。

        可以看到，一个周期后扰动电流变为：

 当D小于0．5时，此时m1大于m2，所以经过n个周期后，△In会最终趋近于0。但是当D大于0．5时，此时m1小于m2，所以经过n个周期后，△In会变得越来越大，也就是说初始扰动电流被无限放大，系统变得不稳定。

       如果在电流内环中加入一个斜率为-K的(K大于0)的补偿电流(如图2所示)，△In可表示为：

由前面分析知道，只要保证即只要要保证，就可以保证系统在任意占空比时都能达到稳定。

2 适用于高频电流模式转换器的斜坡补偿电路的实现

本文设汁的斜坡电路如图3所示，斜坡补偿电路包括电流源I2，电容C2，电阻R2，开关VT2，VT3，VT4和反相器U1，这种简单的结构没有加法器的内部反馈环路，因此极大地避免了带宽上的限制，从而使得转换器的开关频率可以大大提高。

图3中电流源I1和电流源I2是镜像关系，左半部分是锯齿波产生电路，包括电流源I1，电容C1，电阻R1，比较器1，比较器2，逻辑单元和开关VT1.整个电路工作原理如下：逻辑单元产生一个充放电的脉冲来控制开关VT1的开关，从而控制电容的充放电。当开关VT1是关闭时，电流源I1对电容C1充电。此时A点电压线性增加，当A点电压超过UREF1时，此时比较器1会输出一个低电平，使逻辑单元产生一个高脉冲，从而打开开关VT1，使电容通过电阻R1进行放电，因为电阻R1很小，因此放电速度很快，当A点电压下降到小十VREF2时，此时比较器2输出一个低电平到逻辑单元，使逻辑单元产生一个低脉冲，使开关VT1关闭，如此反复，在A点产生一个锯齿波信号。下面可以通过公式推导出此时A点锯齿波的频率，我们假设对电容C1充电电流为ICharge，由电容C1的电荷公式有：

ICharge.t1=C1△U=C1（UREF1-UREF2） （4）

假设通过R1放电的放电时间为t2，这里因为电阻R1很小，所以忽略放电时间t2.

由于电流源I1和电流源I2是镜像关系，所以电流源I2对电容C2充放电会产生一个斜坡信号。如果假设电流源I1和电流源I2是1：1的镜像关系，则此时斜坡频率：

下面我们来分析斜坡补偿电路如何实现加法功能的，SWON端口为功率管的驱动信号，ISEN信号表示采样电流信号，当SWON为低时，表示外部功率管关闭，此时关闭开关VT4，打开关VT3，这时电容C2下端电压为0，上端电压，此电压为一斜坡信号。当SWON为高时，表示外部功率管打开，此时ISEN端有采样电流信号，并且SWON的高电平会打开关VT4，关闭开关VT3.此时电容C2下端的电压变为ISEN采佯信号，这时根据电容C2两端电荷公式：


ICharge.t=C2△U=C2（U（t）-UISEN） （8）


求得电容C2上端电压为，即实现了斜坡补偿中的加法功能。出于上述没有反馈环路的加法器极大地减小了反馈电路引起的延迟，因此当转换器工作在更高开关频率时（通常会大于2MHz）能有更好的稳定性和可靠性。


 实际的电路中，由于开关管VT4会引入尖峰毛刺，进而可能会导致PWM比较器误输出。所以一般会在ISEN信号通路处加入一个简单的RC滤波器，这时就会有一个电阻R串接在电容下端和ISEN信号端之间。因此在当SWON为高电平时，由于此时VT3关闭，所以会有一个大小等于IChar ge的电流流过电阻R，从而使ISEN采样信号与电容下端电压产生偏差。解决方法是在电容C2下端加入一个电流为ICharge的电流源，引入电流源后(如图3中I3所示)，SWON为高电平时流过R的电流就可以忽略不计，此时斜坡补偿的误差就可以大大减小。

        实际的充电电流产生电路如图4所示，该电路的主体结构是一个自偏置的电流源，因此其对电源的干扰不敏感，其主要是由跨导放大器，VT 1，芯片外接电阻RT和电流镜组成。由于跨导放大器，VT1和电阻RT组成了一个负反馈结构，所以此时流过VT1的电流，即充电电流ICharge等于UREF／RT，此充电电流经过电流镜镜像到充电电容。因此斜坡的斜率可以表示为：

根据斜坡补偿原理，要满足

3 仿真结果

利用上华0.5μm CMOS工艺和cadence软件对这种设计方法进行了仿真验证。斜坡信号、采样电流信号、相加信号波形如图5所示。

图5中ISEN信号为电流采样信号，RAMP为频率为1.2MHz，斜率为的锯齿波。可以看到当t=1.01μs时，ISEN信号的电压值为249mV，RAMP信号的电压值为233mV，RAMP+ISEN信号测得为491 mV，误差为1.8％。基本能够实现两个信号的准确相加，从而实现斜坡补偿。

图6为加电流源与不加电流源时的采样误差对比图。

3 结束语

本文设计了一种结构简单的斜坡补偿电路，这种简单的结构因为不包含加法器的内部反馈环路，因此极大地避免了对系统带宽的限制，从而可以使转换器的开关频率得到提高。仿真结果表明，此电路能很好的实现采样电流信号与斜坡信号的相加，即能很好地实现斜坡补偿。