隔离式交流电线性功率控制

        使用有源器件(例如MOSFET)的线性区域进行功率控制并不是有效的解决方案。但如果功率控制被限制在控制范围的低位或高位部分，那么使用线性区域却是个不错的选择。例如，如果我们希望将45W电烙铁的功率控制在35W至45W之间，则一个有源器件将消耗约0.1W～4W的电量。图1中所显示的电路正是基于这一点开发出来的。


图1：基于有源器件的线性区域进行功率控制。

在这个电路当中，VOM1271光电耦合器是通过简单的电流源来驱动的。VOM1271的最大输出电压可达到8.4V。图2显示了输入正向电流(IF)与输出短路电流(ISC)之间本质上的线性关系。在光电输出未达到开路电压(8V)时，其行为与恒流源相似。该输出电压可用于驱动阈值电压(VTH)低于8V的MOSFET。


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图2：输入正向电流(IF)与输出短路电流(ISC)之间的线性关系。

对于线性模式下的MOSFET而言，其中的一个难题就是，即使是相同批次的器件，它们的栅源阈值电压也会各不相同。在栅源电压(VGS)超过阈值之后，漏极电流迅速增加，但VGS的变化却不大(参考文献1)。被应用到Q3和Q4栅极的输出电压(即VGS)根据Q3和Q4的跨导特性而改变，而光电耦合器输出端上的MOSFET Q2正是通过这种方式被偏置。
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图3显示了VOM1271正向电流(IF)与栅源电压之间的关系。在仅有少量正向电流的情况下，栅源电压在增加到膝点电压的过程中斜率为m1。因为R5+R6+R7>>R4，所以该斜率几乎与(1/(R5+R6+R7))成正比。可以调整R7的值，从而使膝点电压与Q3和Q4的阈值电压(约为4V到5V之间)相匹配。超过膝点之后，随着正向电流的增加，栅源电压的变化速度变慢且此时的斜率m2也更高，这与MOSFET栅源电压与ID的曲线类似。斜率m2通过微调R4(m2∝1/R4)来控制。


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图3：VOM1271正向电流(IF)与栅源电压之间的关系。

如图1所示，Q3与Q4相连接以引导交流电。45W的电烙铁作为负载由电路进行控制。因为Q3和Q4的阈值电压可能会有所不同，所以要利用电阻值为1Ω的两个电阻(即R8和R9)来抵消它们之间的部分电压差。因为Q3和Q4获得的是相同的栅极电压，负载电流较高时会导致电压降过大，而这往往也会使ID降低。在设定R8和R9的值时应考虑交流负载：交流负载越大，它们的值应越低。
图4显示了在不同的功率等级下负载两端的电压波形图。由于阈值电压存在差异，可以看见正负两半部分之间有微小的不平衡，尤其在低功耗的情况下更是如此。这些波形就像是顶部被削平的正弦波波形。然而，与常见的双向晶闸管(TRIAC)控制的波形相比，这种波形失真生成射频干扰(RFI)的可能性较小。


图4：不同功率等级下负载两端的电压波形图。

尽管本设计实例中是用恒流源实现电源控制，但也可以用任何其它的控制源来替代。光学隔离可以在交流电情况下保证控制源的安全。尽管本例中的电路是用于交流电功率控制，但它也可以用于直流电功率控制。
参考文献
[1] Electronics-Circuits and Systems, Owen Bishop, Elsevier, 2011, pg. 63.