具有高功率因数和超宽输出电压的LED驱动器

1. 初级端调节控制器及其运行模式

LED 驱动器的初级端调节 (PSR) 解决方案使得固态照明 (SSL) 产品符合国际法规（比如 Energy Star）。PSR 仅仅根据电源初级端的信息，精确控制输出电流，不仅消除了输出电流感测损耗，而且无需次级反馈电路。因此，允许在小尺寸改型灯具中使用驱动器电路以及满足国际法规，而不会过多增加 SSL 应用的成本。Fairchild 的 FL7733 脉宽调制 (PWM) PSR 控制器有助于简化设计从而满足 SSL 要求，同时无需使用外部元件。FL7733 提供高精度输出电流调节，以应对变压器磁化电感、输入和输出电压信息的改变，并提供强大的保护功能实现系统可靠性。      


图 1. 初级端调节反激式转换器和关键波形

模式 I

在 MOSFET 导通期间 (tON)，输入电压 (VIN) 施加在变压器的初级端电感 (Lm) 上。然后，MOSFET 的漏电流 (IDS) 从零线性增加至峰值 (IDS.PK)，如图 1所示。在此期间，电能从输入获取并存储在电感中。

模式 II

MOSFET (Q) 关断时，变压器中存储的电能迫使整流二极管 (D) 导通。当二极管导通时，输出电压 (VOUT) 和二极管正向压降 (VF)施加到变压器次级端电感，二极管电流 (ID) 从峰值 (IDS.PK·NP/NS) 线性减小至零。在电感电流放电时间 (tDIS) 结束时，变压器中存储的所有能量都被传输至输出。

模式 III

当二极管电流达到零时，变压器辅助绕组电压开始因初级端电感 (Lm)与 MOSFET (Q) 上加载的有效电容之间的谐振而振荡。
输出电流可以通过峰值漏电流和电感电流放电时间估计，因为输出电流与稳态下的二极管电流平均值相同。漏电流峰值由 CS 峰值电压检测器确定，而电感电流放电时间由 tDIS检测器检测。根据峰值漏电流、电感电流放电时间和工作开关周期信息，创新型 TRUECURRENT 计算模块可估算输出电流如下：


        (1)


        (2)


图 2. DCM 控制

应该保证 DCM，以实现反激式拓扑中的高功率因数。为了在较宽的输出电压范围内维持 DCM，在线性频率控制中由输出电压线性调节开关频率。输出电压由辅助绕组和连接至 VS 引脚的电阻分压器检测，如图 2所示。当输出电压降低时，次级二极管导通时间增加，DCM 控制会延长开关周期，从而在较宽的输出电压范围内保持 DCM 运行。
        
2. 具有较宽输出电压范围的 LED 驱动器

2.2. 系统设计

本小节介绍基于FL7733的单级反激式 LED 驱动器的设计步骤。选择了50 W 离线 LED 驱动器作为设计示例。设计指标如下：

● 输入电压范围： 90 ~ 277 VAC、 50 ~ 60 Hz
● 标称输出电压和电流： 50 V/1.0 A
● 工作输出电压： 12 V ~ 50 V
● 最低频率： 88%
● 工作开关频率： 65 kHz
● 最大占空比： 40%

初级匝数由法拉第定律确定。Np,min是由初级绕组两端的最小线路输入电压峰值和最大导通时间固定。可避免磁芯饱和的变压器初级端最小匝数可由下式给出：


        (3)
        
其中Ae为磁心横截面积（以 mm2为单位），而 Bsat为饱和通量密度（以特斯拉为单位）。


        (4)
        
根据等式(3)，初级到次级匝比由检测电阻和输出电流确定如下：


        (5)


        (6)


        (7)
由于饱和通量密度随着温度的升高而减小，如果变压器用于封闭外壳内，应考虑高温特性。


图 3. 实现较宽输出电压范围的 VS 电路

选择 R1 和 R2的第一个考虑因素是将 VS设置为 2.7 V，以确保额定输出功率下能够以高频率运行。第二个考虑因素是 VS 消隐。输出电压由辅助绕组和连接到 VS 引脚的电阻分压器检测。然而，在不包含 DC 母线电容器的单级反激式转换器中，在低线路电压下由于较小的 Lm 电流会引起 VS 电压检测错误，辅助绕组电压无法箝位至反射的输出电压。在线路电压过零点，频率快速下降，可能导致 LED 灯闪烁。为了在整个正弦线路电压范围内维持恒定频率，VS 消隐会通过检测辅助绕组在低于特定线路电压 VIN.bnk时禁用 VS 采样。第三个考虑因素是 VS 电平，应该介于 0.6 V 与 3 V 之间，以避免在宽输出应用中触发 SLP 和 VS OVP。

由于 FL7733 的 VDD工作范围是 8.75 ~ 23 V，如果输出电压低于 VOUT-UVLO (8.75×NS /NA)，应该通过触发 UVLO 关断 MOSFET开关。因此，应该在较宽的输出电压范围内12 ~ 50不触发 UVLO，从而提供合理的 VDD。通过添加外部绕组 NE和包含电压调节器的 VDD电路，可以提供VDD。NE的设计应该确保以最低输出电压 (Vmin.OUT) 提供 VDD时，不会触发 UVLO。外部绕组 NE可通过下式确定：


        (9)
        
其中，VCE.Q1是 Q1 的集电极-发射极饱和电压，VF.D3是 D3 的正向电压，VF.D1是最低输出电压下 D1的正向电压。


        (10)
        
其中，VIN.bnk是实现 VS 消隐的线路电压电平，而IVS.bnk是实现 VS 消隐的电流电平。


        (11)

2.2. 设计测试结果

为了展示本应用指南中所介绍设计步骤的有效性，构建并测试了设计示例中介绍的转换器。图 4显示在整个线路和输出电压范围内测得的 CC 容差。额定输出电压下通用线路上的 CC 低于 ±0.26 % 而整个线路和输出电压范围 (12 V ~ 51 V) 内的总 CC 调节是 ±1.23%。图 5和图 6 显示分别在各种负载条件下测得的 PF和 THD 性能。


图 4. 整个输入和输出电压范围内的 CC 性能


图 5. 根据负载条件变化的 PF 性能与输入电压


图 6. 根据负载条件变化的 THD 性能与输入电压

3. 结论

为了针对各种 LED 灯规范和 LED 特性提高灵活性和兼容性，本文介绍了覆盖较宽输出电压范围的 LED 驱动器。Fairchild 的 PSR 控制器 FL7733 提供出色的高 PF 和低 THD 性能，并在非常宽的输出电压范围内提供恒流调节。此外，本文中设计的 LED 驱动器可用于具有简单设计和较低成本的各种 LED 照明灯具。