基于饱和电抗器的低损耗直流过电流传感器

为测量直流大电流，设计者通常使用分流电阻或基于霍尔效应的电流传感器。对于这两种方法，分流电阻存在的问题是焦耳(I2R)损失以及需要在插入处断开电路，而基于霍尔效应的电流传感器的缺点是价格昂贵。基于饱和电抗器(或磁放大器)的电流传感器可以避免上述问题，对于不可能开路的低成本高效率直流电流监视应用尤其具有吸引力。
　　
该电路的关键元件是单向饱和电抗器：当直流电流(IDC)流过其“控制绕组”(在铁芯中间分支上的NDC=1圈绕线)时，所产生的磁通量在两个外分支上分裂成两个相等的磁通，因此两个外部分支以相同的水平被磁化。第二个被称为“交流负载绕组”的线圈(NDC= 2×30圈)也在两个外分支上分裂成两个圈数相同且串行连接的一半绕组。
　　
按照这样的布局，“交流负载绕组”的自感在IDC= 0时最大，当IDC转移到磁路饱和区中的工作点时取最小值。因此，饱和电抗器或磁放大器就像一种把直流电流转换到自感的转换器。
　　
由于这两个交流负载绕组是串行连接的，这些磁通在铁芯外分支中方向相同而在中央分支中方向相反，因而，这两个磁通在中央分支中抵消。由于变压器的逆转作用被抑制，所以饱和电抗器是单向的。
　　
如果使用典型的铁电材料，达到饱和所必需的磁动势(HMAX)接近于A/m，我们可以据此确定铁芯E的尺寸。如果IDCmax是待测的最大直流电流，利用安培定理可以得到有效长度(le)为：
　　
le=(nDC×IDCmax)/HMAX (1)
　　
我们的目标是检测1到10A范围内的直流电流。对于IDCmax= 10 A，由式(1)得到le =50 mm，因此我们选择有效长度为le = 57 mm的无间隙EFD25铁芯(材料等级为3F3，由飞利浦公司制造)。
　　
由于“饱和电抗器”仅实现直流电流到自感的转换，为了把测得的直流电流数字化，我们还必须完成额外的信号处理。这需要两个步骤：1)把自感变化转换成频率的偏移；2)利用能产生数字形式的所需“过流”信息的数字相位/频率比较器，把频率偏移与参考频率进行比较。
　　
为了完成第一步，我们以饱和电抗器的交流负载绕组充当Colpitts振荡器的自感，并使用一个与储能电路相关联的无缓存CMOS反相器(IC11)来实现该Colpitts振荡器(如图所示)。该储能电路包含两个反馈电容(C = 22 nF)和前述的交流负载绕组线圈。按照这种设置，得到的输出频率(fC)为：



对于从0到10A的直流电流，该交流负载绕组的自感从2.3 mH变化到0.75 mH，并产生31到55 kHz的振荡频率。
　　
为实现第二步，把Colpitts振荡器的频率同参考振荡器(包含CMOS PLL的(IC2的)数字相位/频率比较器)的频率进行比较。参考频率由CD4046B的内部VCO产生。可以通过4.7kΩ的微调电阻器T把振荡频率调节到31到56 kHz之间。根据微调电阻器的设置，当被监视的直流电流(IDC)超过从1到10A的可调极限时，数字相位/频率比较器的输出(过流输出)上升。