580kHz定频电流模式步降DC/DC控制器ADP1864

美国模拟器件公司生产的固定频率电流模式DC/DC步降变换器控制器ADP1864与凌特公司的LTC1772和LTC3801引脚兼容。ADP1864输入电压Vin范围为3.15～14V，输出电压Vo为O.8V～Vin，输出电流可达5Ao ADP1864驱动一个P沟道MOSFET，效率可达92％。ADP1864的应用领域主要包括无线装置、1～3节锂离子电池供电的设备、机顶盒、处理器内核电源和硬盘驱动器等。  

封装、引脚功能及工作原理

ADP1864采用6引脚TSOT封装，引脚排列如图1所示。
  

ADP1864的各引脚功能见表1 。   


ADP1864的内部结构及应用中的外部元件连接如图2所示。图中，Cin和Co分别为输入和输出电容，Rcs为电流感测电阻，R3与C1为IC内部跨导误差放大器输出端(COMP)上的环路补偿网络，Q1为功率开关，D1和L1分别为降压二极管和电感器。

ADP1864内部振荡器(OSC)频率为580kHz。在每个振荡周期开始时，IC引脚6上的输出驱动Q1导通，L1中产生电流并且增加。当电流感测放大器电压等于在引脚COMP上的电压时，内部触发器复位，PGATE脚上的电压变为高电平，Q1截止，电感电流减小，直到下一个振荡周期开始为止。

输出电压Vo在分压器电阻R2上的感测信号经IC的FB引脚输入到内部误差放大器的负输入端。误差放大器正输入端连接0.8V的参考电压VREF，误差放大器输出电压即是引脚COMP上的电压。

ADP1864提供软启动功能，可以限制输入浪涌电流、电感电流增加速率和输出电压过冲。ADP1864在负载短路时，引脚FB上的电压将迅速降低。当VFB应用电路

对于图2所示的电路，设Vin=3.3V，Vo=2.5V，Io=2A，主要元件的选择如下：

1、R1/R2值的确定 ADP1864引脚FB上的门限电压VFB=VREF=0.8V，于是VFB=Vo(R2/(R1+R2))。因此 R1=R2× 图片4

，若选取R2=80.6kΩ，则R1=170.4kΩ 。2、电感器L1电感值的选择 L1电感值L可按照L=

计算，式中Alpk为电感器峰-峰值纹波电流，可选取其为输出电流的30％，△Ipk=0.31o=2A×0.3=0.6A；f为开关频率，f=580kHz；D为占空因数，D=(Vo+VD)/(Vin+VD)，VD为D1正向压降，Vo=0.5V。因此，D=(2.5V+0.5V)/(3.3V+0.5V)=0.79。根据式得
。

3、电流传感电阻RCS值的确定 电流感测电阻Rcs上的峰值电流感测电压Vcs(PK)=O.125V，Vcs值可根据

。式中，SF为斜率因数，它与占空比D之间的关系如图3所示。由于D=0.79，从图3可知，SF=0.65。则
。

、功率MOSFET的选择 由于输入电压最小值仅为3.15V，Q1的栅极启动门限电压(Vt)至少为1V。Q1的额定电流(有效值)ID(rms)可由式

估算,由于占空比D=0.79，Io=2A，因此


  Q1的额定电压应高于输入电压(3.3V)的50％，即不低于5V。

为降低Q1的功率耗散，其导通态电阻RCS(on)应远低于100mΩ。

5、肖特基二极管D1的选择 D1的正向压降Vd不应大于O.5V，平均电流1D(AV)可按式ID(AV)=(1-D)1o=(1-0.79)×2A=0.42A。

6、输入电容Cin和输出电容Co的选择 Cin典型值为10 μ F，为使其有较小的等效串联电阻(ESR)，宜选用陶瓷电容器。

Co选择日本三洋公司的47 μ F低ESR的陶瓷电容器。对于ADP1864引脚COMP上的RC串联补偿网络，推荐R3=15kΩ，C1=470pF。

输入电压Vin=4.5～5.5V、输出为3.3V/2A的应用电路及元件选择如图4所示。


图5所示为电路效率与负载电流之间的关系曲线。由该曲线可知，当输入电压Vin为3.3V、输出为2.5V/2A时，效率超过88％。