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新型无损箝位电路在单端正激电源中的应用
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1 引 言
在各种隔离式DC/DC变换器中，单端正激式变换器是其中最简单且适合大电流输出的一类，因而正激式变换成为低压大电流功率变换器的首选拓扑结构。但因其高频开关变压器磁通工作在磁滞回线的一侧，必须进行磁复位，以确保励磁磁通在每一个开关周期开始时处于初始值。同时由于工作在高频状态下，开关变压器漏感、分布电容等寄生参数的影响不能忽略，在开关转换瞬时，电抗元件的能量充放致使功率器件承受很大的热和电应力，并可导致开关管的电压过冲，这不仅意味着设计人员必须选用昂贵的高耐压功率开关管，同时也给电源的可靠性带来潜在威胁。为此常常还需设置各种缓冲吸收电路，但这降低了变换器的工作效率。
为了解决单端正激式开关电源中的磁复位与漏感储能问题，传统的解决方案有以下几种：
(1)、采用辅助绕组复位电路；
(2)、采用RCD箝位复位电路；
(3)、采用有源箝位复位电路。
其中方案1要求辅助绕组与初级绕组必须紧耦合，实际上因漏感的存在电路中仍需外加有损吸收网络，以释放其储能；方案2是一种有损复位箝位方式，因其损耗的大小正比于电路的开关频率，（和方案1中外加有损吸收网络一样）这不仅降低了电源本身的效率，也限制了电源设计频率的提高；方案3中需要附加一复位开关管与相关控制电路，增加了电路复杂性的同时，也带来了附加电路损耗与总成本的上升。
本文介绍一种新型无损箝位电路，无须额外附加辅助开关管，电路简单，可有效降低功率管的电压应力，箝位效果优异，且有利于电源工作效率的提高。
2 工作原理
新型无损箝位电路（图1）与上述方案1（图2）中采用辅助绕组的传统方法相类似，不同之处是增加一个箝位电容C2，但功率主回路上无需外加有损吸收网络。传统的方法是在变压器中附加一个去磁绕组N3，它与二极管D3串联后接到电源输入正极，N3起到去磁复位作用，功率管S漏源间并联的RC网络，用于吸收变压器的初级漏感储能，防止产生过电压尖峰，保护功率管S免被击穿，见图2所示。图1中的箝位电路由辅助箝位绕组N3、箝位二极管D3、箝位电容C2组成。辅助箝位绕组N3的与初级绕组N1相同，目的是为了实现当功率开关管S漏源间电压VS上升到2VI时，加在初级绕组N1上的电压等于VI，因N1、N3匝数相等，箝位绕组N3的电压也必然是VI，此时D3恰好正偏导通。
下面结合图1与图3具体分析新型无损箝位电路的工作原理。
1) T0时刻为初始状态，设功率开关管S处于关断状态，此时（B点电压）VS等于VI，箝位电容C2通过初级绕组N1、箝位绕组N3被充电至VI，电容极性为左负右正。
2)在T1"T2期间，功率管S导通，由于箝位绕组与初级绕组电压相同，参照图1所示的同名端可知，VA为-VI，二极管D3反向偏置截止。在此期间，变换器实现功率的变换，能量从初级传到次级。
3)在T2时刻，功率管S关断，变压器中的漏感与磁化储能给功率管等寄生分布电容充电，（B点电压）VS最终上升到2VI，A点电位也从- VI 上升为+VI ，若此时B点电位进一步上升，二极管D3将正向偏置导通，功率管S漏源间的电压VS通过电容C2和二极管D3得到有效箝位。
4)在T2"T3期间，反射在初级的负载电流Io下降，其下降的速率由初级与次级间的漏感决定，该电流通过箝位电容C2、箝位二极管D3回流至电源，流过电容C2的电流引起其端电压上升（设其增量为dVS），导致B点电位变化为2VI+dVS。
5)在T3时刻，由于出现输出二极管D1的反向恢复，反射到的初级电流Io出现负值，箝位二极管D3停止导通，因功率管S的漏源间存在输出电容Cp，（B点电位）VS出现下降直到输出二极管D1反向反射电流小于初级磁化电流并在T4时刻等于零为止。
6)在T4"T5期间，正在减少的正向磁化电流将引起B点电位VS再次向2VI上升，直到箝位二极管D3再导通，将VS箝位在比2VI稍高的电位上。
7)在T5时刻，初级磁化电流减为零，箝位电容C2通过初级绕组N1、箝位绕组N3向电源VI放电，回送电容储能，VS跌至VI。
8)下一时刻重复以上过程。
3 关键电路参数设计
（1）箝位电容计算
从上文分析可知，箝位电容C2的取值决定了功率管漏源间电压VS超出VI值的多少，超出的电压dVS近似计算方法见式 (1)：
dVS =0.5(Io/Nps)(T2-T3)/C(1)
式中 Nps是初次级匝比，Io是负载电流。
因VS的上升时间与T2-T3间隔相比甚小，可忽略不计，故
dT= T2-T3=LS（Io/ Nps）/VI(2)
式中是LS相对于初级绕组的初次级间漏感
联解（1）、（2）式可得：
dVS =0.5（Io/Nps）（LS Io/Nps）/（VI×C）=0.5LS（Io/Nps）2/（VI×C） (3)
（2）箝位二极管设计选择
二极管D3的峰值电流定额必须大于Io/Nps，同时其平均电流定额IAV至少必须等于：
IAV=0.5（Io/Nps）（dT/T）(4)
式中T是开关周期
二极管的电压定额必须超过2VI
（3）箝位绕组匝数计算
绕组匝数N3越多，电源允许的最大占空比越小，功率开关管S上的电压应力越低，但占空比小，开关变压器的利用率低。综合考虑最大占空比和开关管的电压应力，一般选择箝位绕组匝数和初级绕组匝数相同，即
N3=N1(5)
4 应用实例
设计了一应用于输入为220Vac（187Vac～242Vac）、输出为20V/8A的正激变换高频开关电源，工作频率是200kHz，最大占空比为0.45，采用新型无损箝位电路，铜线的趋肤深度为Δ=0.148mm。按照上述设计方法，设计的电源变压器有关参数如下：
磁芯规格ETD34，磁芯材料为3F3， Philips；
初级绕组28匝；复位绕组28匝；次级绕组9匝。
设计出的变压器的初级励磁电感值实测为Lm=748.40μH，次级电感值实测为Ls=64.7μH，初级漏感电感值实测约为63μH,箝位电容C=4700Pf，箝位二极管选用MUR4100。
利用示波器测试其在输入220VAC、输出20V/8A条件下，功率开关管漏源极电压波形如下图4所示，测试结果表明过压尖峰得到了有效抑制，实现了无源无损箝位的目的。
5 结 语
本文介绍了一种无损箝位电路在单端正激电源中的应用，着重分析了工作原理，并给出关键电路参数的设计。用一种峰值电流模式控制芯片UC1825设计的某型电源，已配套应用于军用、民用产品，取得了良好的性能。实验结果表明非常有效地抑制了过压尖峰，实现了无源无损箝位。这种新型电路，拓扑简单可靠，可移植于如单端正激、单端反激、SEPIC、CUK以及ZETA等拓扑电路中，应用前景广阔。
在各种隔离式DC/DC变换器中，单端正激式变换器是其中最简单且适合大电流输出的一类，因而正激式变换成为低压大电流功率变换器的首选拓扑结构。但因其高频开关变压器磁通工作在磁滞回线的一侧，必须进行磁复位，以确保励磁磁通在每一个开关周期开始时处于初始值。同时由于工作在高频状态下，开关变压器漏感、分布电容等寄生参数的影响不能忽略，在开关转换瞬时，电抗元件的能量充放致使功率器件承受很大的热和电应力，并可导致开关管的电压过冲，这不仅意味着设计人员必须选用昂贵的高耐压功率开关管，同时也给电源的可靠性带来潜在威胁。为此常常还需设置各种缓冲吸收电路，但这降低了变换器的工作效率。
为了解决单端正激式开关电源中的磁复位与漏感储能问题，传统的解决方案有以下几种：
(1)、采用辅助绕组复位电路；
(2)、采用RCD箝位复位电路；
(3)、采用有源箝位复位电路。
其中方案1要求辅助绕组与初级绕组必须紧耦合，实际上因漏感的存在电路中仍需外加有损吸收网络，以释放其储能；方案2是一种有损复位箝位方式，因其损耗的大小正比于电路的开关频率，（和方案1中外加有损吸收网络一样）这不仅降低了电源本身的效率，也限制了电源设计频率的提高；方案3中需要附加一复位开关管与相关控制电路，增加了电路复杂性的同时，也带来了附加电路损耗与总成本的上升。
本文介绍一种新型无损箝位电路，无须额外附加辅助开关管，电路简单，可有效降低功率管的电压应力，箝位效果优异，且有利于电源工作效率的提高。
2 工作原理
新型无损箝位电路（图1）与上述方案1（图2）中采用辅助绕组的传统方法相类似，不同之处是增加一个箝位电容C2，但功率主回路上无需外加有损吸收网络。传统的方法是在变压器中附加一个去磁绕组N3，它与二极管D3串联后接到电源输入正极，N3起到去磁复位作用，功率管S漏源间并联的RC网络，用于吸收变压器的初级漏感储能，防止产生过电压尖峰，保护功率管S免被击穿，见图2所示。图1中的箝位电路由辅助箝位绕组N3、箝位二极管D3、箝位电容C2组成。辅助箝位绕组N3的与初级绕组N1相同，目的是为了实现当功率开关管S漏源间电压VS上升到2VI时，加在初级绕组N1上的电压等于VI，因N1、N3匝数相等，箝位绕组N3的电压也必然是VI，此时D3恰好正偏导通。
下面结合图1与图3具体分析新型无损箝位电路的工作原理。
1) T0时刻为初始状态，设功率开关管S处于关断状态，此时（B点电压）VS等于VI，箝位电容C2通过初级绕组N1、箝位绕组N3被充电至VI，电容极性为左负右正。
2)在T1"T2期间，功率管S导通，由于箝位绕组与初级绕组电压相同，参照图1所示的同名端可知，VA为-VI，二极管D3反向偏置截止。在此期间，变换器实现功率的变换，能量从初级传到次级。
3)在T2时刻，功率管S关断，变压器中的漏感与磁化储能给功率管等寄生分布电容充电，（B点电压）VS最终上升到2VI，A点电位也从- VI 上升为+VI ，若此时B点电位进一步上升，二极管D3将正向偏置导通，功率管S漏源间的电压VS通过电容C2和二极管D3得到有效箝位。
4)在T2"T3期间，反射在初级的负载电流Io下降，其下降的速率由初级与次级间的漏感决定，该电流通过箝位电容C2、箝位二极管D3回流至电源，流过电容C2的电流引起其端电压上升（设其增量为dVS），导致B点电位变化为2VI+dVS。
5)在T3时刻，由于出现输出二极管D1的反向恢复，反射到的初级电流Io出现负值，箝位二极管D3停止导通，因功率管S的漏源间存在输出电容Cp，（B点电位）VS出现下降直到输出二极管D1反向反射电流小于初级磁化电流并在T4时刻等于零为止。
6)在T4"T5期间，正在减少的正向磁化电流将引起B点电位VS再次向2VI上升，直到箝位二极管D3再导通，将VS箝位在比2VI稍高的电位上。
7)在T5时刻，初级磁化电流减为零，箝位电容C2通过初级绕组N1、箝位绕组N3向电源VI放电，回送电容储能，VS跌至VI。
8)下一时刻重复以上过程。
3 关键电路参数设计
（1）箝位电容计算
从上文分析可知，箝位电容C2的取值决定了功率管漏源间电压VS超出VI值的多少，超出的电压dVS近似计算方法见式 (1)：
dVS =0.5(Io/Nps)(T2-T3)/C(1)
式中 Nps是初次级匝比，Io是负载电流。
因VS的上升时间与T2-T3间隔相比甚小，可忽略不计，故
dT= T2-T3=LS（Io/ Nps）/VI(2)
式中是LS相对于初级绕组的初次级间漏感
联解（1）、（2）式可得：
dVS =0.5（Io/Nps）（LS Io/Nps）/（VI×C）=0.5LS（Io/Nps）2/（VI×C） (3)
（2）箝位二极管设计选择
二极管D3的峰值电流定额必须大于Io/Nps，同时其平均电流定额IAV至少必须等于：
IAV=0.5（Io/Nps）（dT/T）(4)
式中T是开关周期
二极管的电压定额必须超过2VI
（3）箝位绕组匝数计算
绕组匝数N3越多，电源允许的最大占空比越小，功率开关管S上的电压应力越低，但占空比小，开关变压器的利用率低。综合考虑最大占空比和开关管的电压应力，一般选择箝位绕组匝数和初级绕组匝数相同，即
N3=N1(5)
4 应用实例
设计了一应用于输入为220Vac（187Vac～242Vac）、输出为20V/8A的正激变换高频开关电源，工作频率是200kHz，最大占空比为0.45，采用新型无损箝位电路，铜线的趋肤深度为Δ=0.148mm。按照上述设计方法，设计的电源变压器有关参数如下：
磁芯规格ETD34，磁芯材料为3F3， Philips；
初级绕组28匝；复位绕组28匝；次级绕组9匝。
设计出的变压器的初级励磁电感值实测为Lm=748.40μH，次级电感值实测为Ls=64.7μH，初级漏感电感值实测约为63μH,箝位电容C=4700Pf，箝位二极管选用MUR4100。
利用示波器测试其在输入220VAC、输出20V/8A条件下，功率开关管漏源极电压波形如下图4所示，测试结果表明过压尖峰得到了有效抑制，实现了无源无损箝位的目的。
5 结 语
本文介绍了一种无损箝位电路在单端正激电源中的应用，着重分析了工作原理，并给出关键电路参数的设计。用一种峰值电流模式控制芯片UC1825设计的某型电源，已配套应用于军用、民用产品，取得了良好的性能。实验结果表明非常有效地抑制了过压尖峰，实现了无源无损箝位。这种新型电路，拓扑简单可靠，可移植于如单端正激、单端反激、SEPIC、CUK以及ZETA等拓扑电路中，应用前景广阔。
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