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有源箝位正激电源变换器的工作原理及优势
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对设计人员来说，有源箝位正激变换器有很多优点，现在正得到广泛应用。采用正激结构的电源变换器是高效率、大功率应用（50W 至 500 W范围）的出色选择。虽然正激结构的普及有各种各样的原因，但设计者主要青睐的是它的简捷、性能和效率。
正激变换器来源于降压结构。两者之间的主要区别是：正激结构变压器的输入地和输出地之间是绝缘的，另外它还有降压或升压功能。正激结构中的变压器不会象在对称结构（如推挽、半桥和全桥）中那样，在每个开关周期内进行自复位。正激功率变换器中使用了一些不同的复位机制，它们各有自己的优点和挑战。对设计者而言，有源箝位正激变换器具有诸多的优点，因此现在这个拓扑被广泛应用。
图 1. 降压与正激结构
Buck：降压
Forward：正激
图1 显示了 降压 和正激转换器之间的相似之处。注意两种变换功能的唯一区别是在正激变换功能中，匝数比(Ns/Np)这一名词所包含的内容。Ns 和 Np 分别为次级匝数和初级匝数，均绕在变压器磁芯上。图 2 显示了一个变压器模型，其中包括与初级绕组并联的“励磁电感”（Lm）。这个励磁电感可以在次级绕组开路状态下在初级端子处测量。励磁电感中的电流与磁芯中的磁通密度成正比。确定尺寸的某种磁芯只能支持到某个磁通密度，然后磁芯就会进入饱和。当磁芯饱和时，电感量会急剧下降。变压器模型中另外一个部分是与初级绕组串联的“漏感”（LL）。漏感可以在次级绕组短路情况下在初级端子处测量。这一名称表示杂散的初级电感，它不会耦合到次级。
图 2. 变压器模型
Primary：初级
Secondary：次级
Ideal Transformer：理想变压器
有源箝位电路的工作
图 3a 到 3c 表示了有源箝位正激电源转换器的主要工作步骤。在时刻 t0 时，主功率开关（Q1）导通，在变压器初级施加一个 VIN。变压器次级绕组电压为 VIN x Ns/Np。此时的初级电流包括两个部分：来自输出电感的映射电流(IL x Ns/Np)；以及在激磁电感（Lm）中上升的电流。复位开关 Q2 关断，箝位电容（Cc）已被预先充电到电压 VIN/(1-D)，这个在后面再作解释。这段时间为供能阶段，能量从初级传送到次级。供能阶段的大致时间为 Ts x VOUT / VIN，其中 Ts 为开关周期。
图 3a. 在 t0 时的工作状态
图 3b. 在 t1 时的工作状态
图 3c. 在 t2 时的工作状态
在时刻 t1 时，主功率开关（Q1）关断，复位开关（Q2）导通。励磁电流从Q1转移到流过箝位电容和 Q2。由于箝位电容电压高于 VIN，与供能阶段 t0 相比，变压器初级上的电压反向。由于激磁电感上的电势反向，伴随着励磁电感中储存的能量被传送给箝位电容，励磁电流也逐渐减小。在此期间，箝位电容上的电压有轻微的上升，并在励磁电流到零时达到它的峰值。
在时刻 t2 时，励磁电感中的电流降到零，并开始沿相反方向建立电流。电流来源于箝位电容，通过复位开关（Q2）和励磁电感（Lm），再流回电源（VIN）。当箝位电容将前面从激磁电感中获得的能量重新释放出来时，电流持续沿相反方向建立起来。稳定状态需要箝位电容电压回到起始电位，而复位时间结束时的磁化电流幅度要达到与复位时间开始电流相同的水平（极性相反）。在 t2 结束时，由控制器振荡周期确定的开关周期结束。复位开关关断，从箝位电容流过的电流终止。
图 4 显示了几个主要的电路波形。最上面的波形是调幅器的斜坡波形以及决定主开关导通时间的误差信号波形。中间波形是主开关的漏极电压波形，当开关导通时为低，当开关关断时上升至箝位电容电势。下方波形中的红线表示励磁电流，它在复位期间流经箝位电容（蓝色波形）。正如期望的那样，两个电流在零线取得平衡。
图 4. 有源箝位的几个主要波形
控制器斜波与误差信号 (V)
主开关漏极电压(V)
箝位电容与磁化电流(mA)
有源箝位复位的优点
用有源箝位复位可以减少各种开关损耗。在栅极驱动足够快的情况下，Q1 的关断几乎是无损的。为实现这一目标，Q1 必须在漏极电压有可能上升时立即关断（电流不再流过）。漏极电压的上升由于漏-源电容而被延迟，良好的栅极驱动器可以在漏极电压刚有明显上升时立即关断 Q1。用 MOS 和双极器件组成的复合栅极驱动器，可以产生出很高的栅极峰值放电电流，以确保快速关断，降低开关损耗。同时，通过适当选择开关延迟可以降低导通损耗，使主开关起动以前，漏极电压有下降时间。
为了能有稳定的工作状态，在整个周期中施加在励磁电感上的伏秒值必须为零。当主开关导通时，伏秒值为 VIN x D x Ts，其中 D 是导通占空比，Ts 为开关周期。关断周期定义为 (1-D) x Ts。当主开关关断时，初级上的电压为 VC – VIN，其中 VC 是箝位电容电压。在稳定工作状态下，伏秒值必须相等：
VINx D x Ts = (VC – VIN) x (1-D) x Ts
算出箝位电容电压：
VC = VIN /(1-D)
应记住，当 VIN 增加时，占空比（D）会减小。箝位电容电压会适应变化的电路（VIN）状况，以保持这一等式成立。这个重要的特性使各种条件下对主开关的电压要求降低到最小，因此可以使用较低额定 V(BR)DSS 的器件。较低额定 V(BR)DSS 的 MOSFET 有较小的导通电阻和较低的栅电荷，这样能够有更高的转换效率。
储存在漏感中的能量会进行循环，而不是耗散掉，占空比大于 50% 的可能性降低了对整流管电压的要求，进一步降低了损耗。
评估板
好几种 DC-DC 转换器演示板都采用了有源箝位复位技术，分别采用电压模式或电流模式进行控制。输入电压范围为 36V 至 75V，额定输出为 3.3V 100W。15A 负载时测得的峰值效率为 93%。功率变压器的匝数比为 6:1。初级绕组为 12 圈，次级绕组为 2 圈。此处还采用了一种平面结构技术，初级线圈是做在一块多层电路板上。大电流的次级绕组则做在绝缘的铜冲压件上。
LM5025、LM5026 和 LM5034 控制器可以直接驱动 N 沟道功率开关和一个 P 沟道复位开关。每个开关的内部栅极驱动器大小不同。复位开关只通过励磁电流，可以采用较小的栅极驱动。主开关则需要较强的栅极驱动，以降低开关损耗。在每个栅极驱动输出之间所需的时序延迟可以通过控制器进行编程。输出整流用同步 MOSFET 来实现。有源复位方法使同步整流易于实现，因为它们是自驱动的。
总结
概括而言，有源箝位技术可以使用较低额定电压的 MOSFET，简化自驱动同步整流的使用。励磁能量与漏感能量可以回收并馈电给电源。这些优点使得设计人员可以提高电源转换的效率。
如欲了解更多关于美国国家半导体的电源资料，请查询http://www.national.com/see/apads/c4pwr.cgi
正激变换器来源于降压结构。两者之间的主要区别是：正激结构变压器的输入地和输出地之间是绝缘的，另外它还有降压或升压功能。正激结构中的变压器不会象在对称结构（如推挽、半桥和全桥）中那样，在每个开关周期内进行自复位。正激功率变换器中使用了一些不同的复位机制，它们各有自己的优点和挑战。对设计者而言，有源箝位正激变换器具有诸多的优点，因此现在这个拓扑被广泛应用。
图 1. 降压与正激结构
Buck：降压
Forward：正激
图1 显示了 降压 和正激转换器之间的相似之处。注意两种变换功能的唯一区别是在正激变换功能中，匝数比(Ns/Np)这一名词所包含的内容。Ns 和 Np 分别为次级匝数和初级匝数，均绕在变压器磁芯上。图 2 显示了一个变压器模型，其中包括与初级绕组并联的“励磁电感”（Lm）。这个励磁电感可以在次级绕组开路状态下在初级端子处测量。励磁电感中的电流与磁芯中的磁通密度成正比。确定尺寸的某种磁芯只能支持到某个磁通密度，然后磁芯就会进入饱和。当磁芯饱和时，电感量会急剧下降。变压器模型中另外一个部分是与初级绕组串联的“漏感”（LL）。漏感可以在次级绕组短路情况下在初级端子处测量。这一名称表示杂散的初级电感，它不会耦合到次级。
图 2. 变压器模型
Primary：初级
Secondary：次级
Ideal Transformer：理想变压器
有源箝位电路的工作
图 3a 到 3c 表示了有源箝位正激电源转换器的主要工作步骤。在时刻 t0 时，主功率开关（Q1）导通，在变压器初级施加一个 VIN。变压器次级绕组电压为 VIN x Ns/Np。此时的初级电流包括两个部分：来自输出电感的映射电流(IL x Ns/Np)；以及在激磁电感（Lm）中上升的电流。复位开关 Q2 关断，箝位电容（Cc）已被预先充电到电压 VIN/(1-D)，这个在后面再作解释。这段时间为供能阶段，能量从初级传送到次级。供能阶段的大致时间为 Ts x VOUT / VIN，其中 Ts 为开关周期。
图 3a. 在 t0 时的工作状态
图 3b. 在 t1 时的工作状态
图 3c. 在 t2 时的工作状态
在时刻 t1 时，主功率开关（Q1）关断，复位开关（Q2）导通。励磁电流从Q1转移到流过箝位电容和 Q2。由于箝位电容电压高于 VIN，与供能阶段 t0 相比，变压器初级上的电压反向。由于激磁电感上的电势反向，伴随着励磁电感中储存的能量被传送给箝位电容，励磁电流也逐渐减小。在此期间，箝位电容上的电压有轻微的上升，并在励磁电流到零时达到它的峰值。
在时刻 t2 时，励磁电感中的电流降到零，并开始沿相反方向建立电流。电流来源于箝位电容，通过复位开关（Q2）和励磁电感（Lm），再流回电源（VIN）。当箝位电容将前面从激磁电感中获得的能量重新释放出来时，电流持续沿相反方向建立起来。稳定状态需要箝位电容电压回到起始电位，而复位时间结束时的磁化电流幅度要达到与复位时间开始电流相同的水平（极性相反）。在 t2 结束时，由控制器振荡周期确定的开关周期结束。复位开关关断，从箝位电容流过的电流终止。
图 4 显示了几个主要的电路波形。最上面的波形是调幅器的斜坡波形以及决定主开关导通时间的误差信号波形。中间波形是主开关的漏极电压波形，当开关导通时为低，当开关关断时上升至箝位电容电势。下方波形中的红线表示励磁电流，它在复位期间流经箝位电容（蓝色波形）。正如期望的那样，两个电流在零线取得平衡。
图 4. 有源箝位的几个主要波形
控制器斜波与误差信号 (V)
主开关漏极电压(V)
箝位电容与磁化电流(mA)
有源箝位复位的优点
用有源箝位复位可以减少各种开关损耗。在栅极驱动足够快的情况下，Q1 的关断几乎是无损的。为实现这一目标，Q1 必须在漏极电压有可能上升时立即关断（电流不再流过）。漏极电压的上升由于漏-源电容而被延迟，良好的栅极驱动器可以在漏极电压刚有明显上升时立即关断 Q1。用 MOS 和双极器件组成的复合栅极驱动器，可以产生出很高的栅极峰值放电电流，以确保快速关断，降低开关损耗。同时，通过适当选择开关延迟可以降低导通损耗，使主开关起动以前，漏极电压有下降时间。
为了能有稳定的工作状态，在整个周期中施加在励磁电感上的伏秒值必须为零。当主开关导通时，伏秒值为 VIN x D x Ts，其中 D 是导通占空比，Ts 为开关周期。关断周期定义为 (1-D) x Ts。当主开关关断时，初级上的电压为 VC – VIN，其中 VC 是箝位电容电压。在稳定工作状态下，伏秒值必须相等：
VINx D x Ts = (VC – VIN) x (1-D) x Ts
算出箝位电容电压：
VC = VIN /(1-D)
应记住，当 VIN 增加时，占空比（D）会减小。箝位电容电压会适应变化的电路（VIN）状况，以保持这一等式成立。这个重要的特性使各种条件下对主开关的电压要求降低到最小，因此可以使用较低额定 V(BR)DSS 的器件。较低额定 V(BR)DSS 的 MOSFET 有较小的导通电阻和较低的栅电荷，这样能够有更高的转换效率。
储存在漏感中的能量会进行循环，而不是耗散掉，占空比大于 50% 的可能性降低了对整流管电压的要求，进一步降低了损耗。
评估板
好几种 DC-DC 转换器演示板都采用了有源箝位复位技术，分别采用电压模式或电流模式进行控制。输入电压范围为 36V 至 75V，额定输出为 3.3V 100W。15A 负载时测得的峰值效率为 93%。功率变压器的匝数比为 6:1。初级绕组为 12 圈，次级绕组为 2 圈。此处还采用了一种平面结构技术，初级线圈是做在一块多层电路板上。大电流的次级绕组则做在绝缘的铜冲压件上。
LM5025、LM5026 和 LM5034 控制器可以直接驱动 N 沟道功率开关和一个 P 沟道复位开关。每个开关的内部栅极驱动器大小不同。复位开关只通过励磁电流，可以采用较小的栅极驱动。主开关则需要较强的栅极驱动，以降低开关损耗。在每个栅极驱动输出之间所需的时序延迟可以通过控制器进行编程。输出整流用同步 MOSFET 来实现。有源复位方法使同步整流易于实现，因为它们是自驱动的。
总结
概括而言，有源箝位技术可以使用较低额定电压的 MOSFET，简化自驱动同步整流的使用。励磁能量与漏感能量可以回收并馈电给电源。这些优点使得设计人员可以提高电源转换的效率。
如欲了解更多关于美国国家半导体的电源资料，请查询http://www.national.com/see/apads/c4pwr.cgi
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