控制器使电源冗余更为方便

连接冗余电源的传统方法通常要将二极管与每个电源输出串联，并根据电源的正负在负载上连接阳极或阴极。

这通常称作二极管 OR-ing，尽管相当简单，却远不是理想的解决方案。其缺点包括功率损耗大、不可控的浪涌电流以及无过电流保护 (overcurrent control) 等。上述某些弱点可通过添加热交换控制器得到有效解决，但我们可以通过采用 TPS2350 而非采用 OR-ing 二极管来实现完整的解决方案。

另外一种方法是采用具备诸如欠压 (UV) 和过压 (OV) 限制、限流、电流转换速率、断路和故障定时器等可编程特性的电源，这些造成的功率损耗都比 OR-ing 二极管的典型功率损耗小得多。本文将介绍 TPS2350 如何将上述功能与智能选择器相集成，用最大电压级将电流从电源引出。总解决方案使用的外部组件不到十个，从而实现了占用面积及成本的最小化。

冗余电源--二极管 OR-ing 方法

图1 显示了冗余-48V 电信电源系统的传统实施方案。电源可能是电池、整流或补偿线路电压 (bucked line voltage) 或 DC-DC 转换器输出。

                                      图1：冗余电源的二极管OR-ing  

设计的主要功能可确保负载具有至少一个备份电源，而且各电源不会成为其他电源的负载。该设计可执行上述两种功能，但不会就"过大"电压与电流提供保护。二极管可方便的提供消除下行电子设备所需的电压和/或电流。

二极管OR-ing 方案中的二极管损失计算方法为：负载电流乘以一个二极管电压降。设计人员除了采用低正向压降的肖特基二极管之外，基本没有别的什么方法来降低损失。

二极管 OR-ing 解决方案中的 Ploss：

Ploss= ILOAD x VF diode  

如果用 FETS 和控制器替代二极管，那么损失就是负载电流的平方乘以 FET 电阻 (RDSON)。FET OR-ing 解决方案中的Ploss：

Ploss= I 2 LOAD x RDSON

现在我们来比较采用肖特基二极管的10 安培电源且 VF = 350 mV 情况下的损失，以及采用FET 的 RDSON = 8 mΩ 情况下 FET OR-ing 解决方案的损失。二极管OR-ing 解决方案中的 Ploss Ploss= ILOAD x VF diode = 10 x .35 = 3.5 W FET OR-ing 解决方案中的Ploss Ploss = I x RDSON = 102 x .008 = 0.8 W  

功率损耗的下降是显著的。FET 解决方案造成的损失不足二极管解决方案的四分之一，且不会降低性能。  

冗余电源--低损失，无二极管方法  

TPS2350 的工作电压范围介于-12 至-80 V 之间，除了要选择适当电源外，不管选择哪个通道都可提供完整的热交换保护。

正常工作期间，TPS2350 将使三个外部 FETS 中的两个保持在完全增强状态下，以便向负载供电，此处的情况则是 Q1 和 Q2，或 Q1 和 Q3，这要取决于所选定的电源是 VINA 还是VINB（见图 2）。不管选择什么电源，Q1 在通电或过载情况下都能提供电流斜坡和断路功能。Q2 和 Q3 仅用于选择电源，决不会同时打开。它们可执行在二极管 OR-ing 方案中二极管的功能。图 2 显示了典型的 TPS2350 配置，其带有必需的 Rs 与 Cs，可对所有保护功能进行编程。

                                 图2：TPS2350 的冗余电源控制  

TPS2350 电源选择电路的PLoss TPS2350 所控制冗余电源中的损耗是负载电流、RSENSE 以及外部 FET 的 RDSON 的函数。以下显示了 TPS2350 控制的 10Amp 电源的损耗，其中控制 FET 为 8 mΩ，Rsense 等于 10 mΩ。 Ploss= I2LOAD x ( RDSONQ1 + RDSONQ2+ RSENSE) = 102 x .026 Ω = 2.6 W  

如果该系统电源选择用的不是 FET，而是采用肖特基 OR-ing 二极管，且VF =350 mV，则功率损耗的计算如下： Ploss= ( ILOAD x VF diode ) + (I2 x (RSENSE + R DSON)) = 3.5 + 1.8 = 5.2  W

上例二极管 OR 解决方案损失了5.2 瓦特，是 TPS2350 解决方案损失的 2 倍。确定负载FET 的适当大小对控制 I2R 损失至关重要。如果 FET 大小不足，则在高电流情况下其造成的损失比二极管还高。幸运的是，低 RDSON FET 的选择不断做得越来越好，设计人员可以灵活选择最适合需要的任何 FET。如果设计要求更低的 RDSON，则可以并联第二个、第三个乃至第四个 FET。表 1 列出了目前可用的 FET 小样品。   

  

表1 低 RDSON 电源FET 的样片

选择 Q1 并不像选择 Q2 和 Q3 那么简单，因为Q1 在饱和区域中，打开情况下具有高电压和高电流。因此，Q1 将具备极高的功耗电涌，并应达到此标称额度。

"电源选择"或"2350 如何知道选择哪个电源"？

电源选择比较器根据引脚 VINA 和 VINB 上感应得出的哪个电源负值更大，就将驱动GATA 或 GATB（见图 3）。400 mV 的磁滞内置于电源选择比较器中。400mV 已经足够小，可以避免 FET 关闭时主体二极管的正向偏移，但同是在大多数情况下又足够大，能够避免电源线路中 IR 下降造成"刚打开的"电源电压下降情况下出现电源"开关"。如果系统提出要求，还可以添加组件，将磁滞设为更高的电平。

图3：TPS2350 结构图

欠压锁定( UVLO )和过压锁定 (OVLO) 在标准的三电阻梯形网络中采用 R1、R2 和 R3 对 UVLO 与 OVLO 进行设置。该电路定义了输入电压窗口，其给出输出。为了从电池系统提取尽可能多的电力，UV 比较器的准确度从 0 至 70 度被设置为很严格的 0.93%。这样的精度不仅可在备用电池上实现更长的操作，而且还可减小电源设计中对昂贵的高精度电阻器的需求。

控制电流打开与电流限制TPS2350 相对于现有解决方案的一大优势就是控制电流打开，不管负载特点如何，都能实现平稳的负载电压斜坡。这使得我们可使用较廉价的FET，而且可在电流过大风险极小的情况下驱动几乎任何负载。

在FET打开时，设置电流斜坡可控制最大di/dt。使用CRAMP设置di/dt为最大值有助于避免破坏性或灾难性EMI在系统中传播，这比一般的限制dV/dT的方法要有效得多。上述常见的问题是由下行较大电容造成的，在模块最初插入时好像出现了短路。为了设置打开电流转换速率，我们可在斜坡和电源间连接外部电容器。在打开期间，TPS2350 给电容器充电，建立到 LCA 的参考输入，其电压为斜坡到电源电压的 1%。LCA 的闭路控制和通路 FET 保持从感应到电源的电流感应电压在基准电压上，因此负载电流转换速率直接由斜坡引脚处的电压斜率设置。完全充电时，斜坡电压可超过电源 6V，但参考内部钳制为40mV，这就将负载电流限制在40mV/RSENSE。当输出通过OV、UV或因负载故障禁用时，斜坡电容器放电，并保持较低水平，以为下一次打开进行初始化。

我们可以通过设置RSENSE 控制到负载的最大电流，这是另一重要特性，可避免有害的电涌传播，并有助于使用较小的FET。它也作为断路器发挥作用，如果负载电流超过 RSENSE 设置的阈值，则其将关闭电源负载。 故障定时和输出FLT# 输出是一种开漏低电平有效指示，2350 由于发生故障已将其关闭。如果负载电流在超过 FLTTIM 电容器设置的故障时间内保持受限，或负载电流在电流感应电阻器上生成电压高于100mV 且超过3μs，则会出现故障。如果故障锁存器启动，则定时器过时，GAT 与 FLT# 拉低。两个电源都降低至 UV 比较器阈值以下时，或一个电源超过 OV 比较器阈值时，则FLT# 会清零。FLT# 输出拉低至 "VINA 和 "VINB 二者较低位置。故障时间采用 FLTIM 和SOURCE 之间的外部电容器进行设置。电容器越大，确定故障条件为故障的时间也就越长。这种超时保护有助于避免不确定的电流来源进入故障负载，同时还提供了过滤器，避免瞬时电流过大或浪涌电流造成的小问题。  

汇总  

TPS2350 为冗余电源系统中的电源选择提供了 TSSOP 与 SOIC 解决方案，同时提供了完整系列的可编程热交换功能。TPS2350 灵活性强，使用简单，不存在与传统二极管 OR-ing 解决方案相关联的弱点。

随着电信信号处理电压不断下降，电流则不断上升。有源的智能热交换与断路功能正成为冗余系统实现可靠性及安全性所需的、日益重要的要求。