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基于IRIS4007的高频高压开关电源设计
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1 引言
随着大规模集成电路的发展，电源模块的小型化已成为主要研究课题。电源模块小型化的实现主要从提高开关频率和采用新的电路拓扑结构考虑，本文采用国际整流器公司(International Rectifier)的IRIS4007实现了频率为180 kHz的单片开关电源设计。
2 IRIS4007简介
IRIS4007是IRIS40xx系列的智能开关电源集成电路。其内部集成了过流保护电路、过压保护电路、热关闭电路，以及高压功率管MOSFET、PWM控制电路，大大减少了外部件数目，宜于电路的小型化。图1为IRIS4007内部结构原理图，Vcc为电源引脚。电路启动时，由供电电源经电阻给电容充电，通过电容的充放电给Vcc脚提供电源电压。OCP／FB为反馈引脚，实现主电流控制和二次端电压控制。该器件有两种工作模式：准谐振模式(Quasi-Reso-nant mode，QR)和脉冲比率控制模式(Pulse Ratiocontrol mode，PRC)。当反馈端电压在Comp1比较器的门限电压Vth(1)=0.73 V和Comp2的门限电压Vth(2)=1.45(最大值为6.0 V)之间时，内部比较器Comp1将使器件工作在固定的Toff=50μs的PRC模式下，因此，在PRC模式下开关电源的频率在20 kHz以下。当反馈端电压高于Comp2的门限电压时。内部比较器Comp2将使器件转换到QR模式下工作。通过延迟电路可以在Vds也波形的谷点关断功率MOS-FET，从而实现零电压关断，降低高频损耗。选择IRIS4007，并设计电路使其在准谐振模式下工作，有利于开关电路的小型化，有助于降低开关电源的高频损耗。
3 电源电路工作原理及器件选型
设计的开关电源电路如图2所示，电路参数：输入电压为27 V，输出为800 V／3 mA，效率G=70％，频率f=180 kHz。
由于输入电压为直流，因此只采用由L1，C1，C4构成输入滤波电路，如果是交流供电，还需要有整流电路。由于单片电源的输入电压为直流27 V，因此可以通过电阻R4的分压为IRIS4007提供偏置电压，R4的值要根据IRIS4007的工作电流和电压确定，C6为滤波电容，R2，D3构成了延迟电路，延迟电路用于把准谐振信号从辅助绕组反馈到FB(反馈)引脚，从而实现零电压关断，降低了高频损耗以减少开关损耗，同时它也能为IRIS40xx的内部锁定电路提供1.35 mA的维持电流。R7，R8，C8构成电流检测电路，R7是主初级电流检测电阻。R8和C8用于滤除开关管上的电流冲击，产生电流冲击的原因是谐振电容C6的存储电荷和变压器的绕组间电容。D2，C5是反馈输出的整流电路，可为光耦供电。Opto1，R1，R3，2DW232，R5为电压控制回路，D1，C2，L2，C3构成输出整流滤波电路。
3.1 高频变压器的设计
3.1.1 电源变压器磁芯的选取
为了满足开关电源提高效率、减小尺寸和重量的要求，需要一种高磁通密度、高频低损耗的变压器磁芯。本设计采用TDK公司的PC44材料的磁芯。按照输出Vo=800 V，I=4 mA，以及高频变压器的裕量6％，则输出功率Po=800×0.004×1.06=3.392W，选取EPC13的磁芯，该磁芯的有效横截面积Ae=12.5 mm。
3.1.2 变压器线圈匝数的计算
初级绕组匝数由式(1)决定：
Np=V×108／4BAef (1)
其中，V为施加在电阻上的电压幅值(V)，B为工作磁通密度2 000(GS)，Ae为磁芯面积(0.125m2)，f为开关频率(180 000 Hz)，将上述数据代入式(1)可得：
NP≈14
次级匝数可由式(2)确定：
Ns=[NP(VO+VD)(1-Dm)]／VminDm (2)
VO为输出电压，VD为整流二极管的压降，Dm为脉冲信号的最大占空比，此处选为0.5，计算可得：
Ns≈400
反馈绕阻匝数的计算：取反馈电压为VB=13 V，则反馈绕阻匝数由下式确定：
NB=NP[V／(VB+VD)]
经计算可得：NB≈10
经反复实践，证明NP=20，NS=400，NB=10时，电源频率较高。
3.2 主初级检测电阻R7的选择
R7=0.78／Ip (4)
Ip为初级峰值电流，峰值电流可由以下公式计算：
IP=Iav(2/Dm) (5)
上式中，Iav为初级均值电流，Dm为最大占空比。均值电流可由下式求出：
Iav=P0/(η×Vmin) (6)
其中，P0为输出功率，η为估计所能达到的效率，Vmin为最小输入电压。
由式(4)可以计算出，主初级检测电阻：
R7=0.15 Ω
3.3 反馈稳压回路的设计
由于IRIS4007为电流控制器件，本设计中选用线形光耦PC817A完成电流的反馈，其隔离电压为5 000 V，传输率CTR为80％～160％。其电路中的电压控制采用稳压二极管2DW232，输出电压的稳定则通过反馈引脚电流的变化(即负载电流的变化)来改变IRIS4007内部PWM波占空比来实现。由于负载电流比较小，为减小R3、R5支路的分流，R3+R5的阻值要远远大于负载的阻抗。
3.4 输出整流滤波电路
输出整流二极管需要选择开关特性好、反向恢复时间短、耐压高的快恢复二极管，电容的选取不仅要求参考电容值，还要求其耐压值要高。本设计中的电容选用了TDK公司的高压贴片电容，型号为C4532X 7R3A103KT，有利于减小电路板尺寸。
4 测试结果及结论
根据上述设计原则，使用IRIS4007设计了单端反激式开关电源，所设计的高压电路板的尺寸为2.3cm×3.1 cm。对所研制的电源进行了测试，图3～图5分别为电路正常工作时的实测波形。该开关电源在实际中已做为激光陀螺的电源获得了应用，实际工作中性能稳定，可靠性高，抗干扰能力强。
随着大规模集成电路的发展，电源模块的小型化已成为主要研究课题。电源模块小型化的实现主要从提高开关频率和采用新的电路拓扑结构考虑，本文采用国际整流器公司(International Rectifier)的IRIS4007实现了频率为180 kHz的单片开关电源设计。
2 IRIS4007简介
IRIS4007是IRIS40xx系列的智能开关电源集成电路。其内部集成了过流保护电路、过压保护电路、热关闭电路，以及高压功率管MOSFET、PWM控制电路，大大减少了外部件数目，宜于电路的小型化。图1为IRIS4007内部结构原理图，Vcc为电源引脚。电路启动时，由供电电源经电阻给电容充电，通过电容的充放电给Vcc脚提供电源电压。OCP／FB为反馈引脚，实现主电流控制和二次端电压控制。该器件有两种工作模式：准谐振模式(Quasi-Reso-nant mode，QR)和脉冲比率控制模式(Pulse Ratiocontrol mode，PRC)。当反馈端电压在Comp1比较器的门限电压Vth(1)=0.73 V和Comp2的门限电压Vth(2)=1.45(最大值为6.0 V)之间时，内部比较器Comp1将使器件工作在固定的Toff=50μs的PRC模式下，因此，在PRC模式下开关电源的频率在20 kHz以下。当反馈端电压高于Comp2的门限电压时。内部比较器Comp2将使器件转换到QR模式下工作。通过延迟电路可以在Vds也波形的谷点关断功率MOS-FET，从而实现零电压关断，降低高频损耗。选择IRIS4007，并设计电路使其在准谐振模式下工作，有利于开关电路的小型化，有助于降低开关电源的高频损耗。
3 电源电路工作原理及器件选型
设计的开关电源电路如图2所示，电路参数：输入电压为27 V，输出为800 V／3 mA，效率G=70％，频率f=180 kHz。
由于输入电压为直流，因此只采用由L1，C1，C4构成输入滤波电路，如果是交流供电，还需要有整流电路。由于单片电源的输入电压为直流27 V，因此可以通过电阻R4的分压为IRIS4007提供偏置电压，R4的值要根据IRIS4007的工作电流和电压确定，C6为滤波电容，R2，D3构成了延迟电路，延迟电路用于把准谐振信号从辅助绕组反馈到FB(反馈)引脚，从而实现零电压关断，降低了高频损耗以减少开关损耗，同时它也能为IRIS40xx的内部锁定电路提供1.35 mA的维持电流。R7，R8，C8构成电流检测电路，R7是主初级电流检测电阻。R8和C8用于滤除开关管上的电流冲击，产生电流冲击的原因是谐振电容C6的存储电荷和变压器的绕组间电容。D2，C5是反馈输出的整流电路，可为光耦供电。Opto1，R1，R3，2DW232，R5为电压控制回路，D1，C2，L2，C3构成输出整流滤波电路。
3.1 高频变压器的设计
3.1.1 电源变压器磁芯的选取
为了满足开关电源提高效率、减小尺寸和重量的要求，需要一种高磁通密度、高频低损耗的变压器磁芯。本设计采用TDK公司的PC44材料的磁芯。按照输出Vo=800 V，I=4 mA，以及高频变压器的裕量6％，则输出功率Po=800×0.004×1.06=3.392W，选取EPC13的磁芯，该磁芯的有效横截面积Ae=12.5 mm。
3.1.2 变压器线圈匝数的计算
初级绕组匝数由式(1)决定：
Np=V×108／4BAef (1)
其中，V为施加在电阻上的电压幅值(V)，B为工作磁通密度2 000(GS)，Ae为磁芯面积(0.125m2)，f为开关频率(180 000 Hz)，将上述数据代入式(1)可得：
NP≈14
次级匝数可由式(2)确定：
Ns=[NP(VO+VD)(1-Dm)]／VminDm (2)
VO为输出电压，VD为整流二极管的压降，Dm为脉冲信号的最大占空比，此处选为0.5，计算可得：
Ns≈400
反馈绕阻匝数的计算：取反馈电压为VB=13 V，则反馈绕阻匝数由下式确定：
NB=NP[V／(VB+VD)]
经计算可得：NB≈10
经反复实践，证明NP=20，NS=400，NB=10时，电源频率较高。
3.2 主初级检测电阻R7的选择
R7=0.78／Ip (4)
Ip为初级峰值电流，峰值电流可由以下公式计算：
IP=Iav(2/Dm) (5)
上式中，Iav为初级均值电流，Dm为最大占空比。均值电流可由下式求出：
Iav=P0/(η×Vmin) (6)
其中，P0为输出功率，η为估计所能达到的效率，Vmin为最小输入电压。
由式(4)可以计算出，主初级检测电阻：
R7=0.15 Ω
3.3 反馈稳压回路的设计
由于IRIS4007为电流控制器件，本设计中选用线形光耦PC817A完成电流的反馈，其隔离电压为5 000 V，传输率CTR为80％～160％。其电路中的电压控制采用稳压二极管2DW232，输出电压的稳定则通过反馈引脚电流的变化(即负载电流的变化)来改变IRIS4007内部PWM波占空比来实现。由于负载电流比较小，为减小R3、R5支路的分流，R3+R5的阻值要远远大于负载的阻抗。
3.4 输出整流滤波电路
输出整流二极管需要选择开关特性好、反向恢复时间短、耐压高的快恢复二极管，电容的选取不仅要求参考电容值，还要求其耐压值要高。本设计中的电容选用了TDK公司的高压贴片电容，型号为C4532X 7R3A103KT，有利于减小电路板尺寸。
4 测试结果及结论
根据上述设计原则，使用IRIS4007设计了单端反激式开关电源，所设计的高压电路板的尺寸为2.3cm×3.1 cm。对所研制的电源进行了测试，图3～图5分别为电路正常工作时的实测波形。该开关电源在实际中已做为激光陀螺的电源获得了应用，实际工作中性能稳定，可靠性高，抗干扰能力强。
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