有源功率因数校正技术在开关电源中的应用研究

近年来，开关电源因效率高，成本低，而在各个领域获得了广泛的应用。但是采用传统的非控整流开关电源，由于输入阻抗呈容性，网侧输入电压和输入电流间存在较大相位差，加上输入电流严重非正弦，并呈脉冲状，故功率因数极低，谐波分量很高，给电力系统带来了严重的谐波污染。为此，国际电工委员会早在90年代初就制定了IEC1000-3-2标准，严格限定设备的功率因数必须接近于1，提高开关电源的功率因数已经成为国内电源厂商的当务之急。  
　　
由于输入端有整流元件和滤波电容，单相AC/DC开关电源及大部分整流电源供电的电子设备，其电网侧功率因数仅为0.65左右。采用有源功率校正技术后可提高到0.95～0.99，既治理了电网的谐波污染，又提高了开关电源的整体效率。  
　　
有源功率因数校正主要是在整流滤波和DC/DC功率级之间串入一个有源PFC作为前置级，用于提高功率因数和实现DC/DC级输入的预稳，用作PFC电路的功率级基本上是升压型Boost变换器，它具有效率高、电路简单、适用电源功率高等优点。  
　　
开关电源同时是一个重要的电磁干扰源，所以减少和抑制开关电源的电磁发射成为3C认证中的关键，也是开关电源设计中的重要课题。开关电源中的功率开关管在高频下的通、断过程产生大幅度的电压和电流跳变，从而产生强大的电磁骚扰。滤波是压缩干扰频谱的基本手段，抗EMI滤波器是EMC技术的基础元器件之一。在开关电源的滤波器设计中，磁性元件中电感的材料选取及电感取值的设定，对于开关电源的电磁兼容设计至关重要。  
　　
APFC控制技术原理  
　　
APFC技术主要采用一个变换器串入整流滤波与DC/DC变换器之间，通过特殊的控制，一方面强迫输入电流跟随输入电压，从而实现单位功率因数；另一方面反馈输出电压使之稳定，从而使DC/DC变换器的输入实现预稳。  
　　
功率因数补偿控制专用芯片MC33262的电流控制方式是峰值电流控制方式。它的基本思想是采用一个正弦基准电流作为上限，由输出检测信号经误差放大后与输入全波电压的检测信号相乘获得，下限则为零。具体过程是通过检测开关电流与正弦基准电流相比较，当达到该基准电流时关断开关，在电感电流为零时再次开通。这种控制使得电感电流为临界电流工作状态。  
　　
检测开关管流过电流，将所得电压信号送入MC33262内部的零电流比较器。该比较器电流基准值由乘法器输出供给。乘法器有两个输入，一个是变换器输出电压与基准电压之间的误差信号；另一个为全波整流后输出电压采样值。因此电流基准为双半波正弦电压，令电感电流的峰值包络线跟踪该输入电压的波形，使输入电流与输入电压同相位，并接近正弦。  
　　
当输出电压上升时，误差放大器输出电压下降，使乘法器输出的基准电流值下降，开关管的导通时间缩短，流过电感的电流下降，从而使输出电压下降。反之，使输出电压上升，以达到稳定输出电压的目的。由于乘法器输入取样来自全桥整流的输出，所以乘法器的输出和全桥整流输出电压波形的相位相同，从而使电感电流的平均值和整流输出电压同相，达到功率因数补偿之目的。  
　　
这种控制方式的主要优点：工作在电流连续状态，开关电流额定值小，电流有效值小，EMI滤波器小；比其它电流控制方法易于实现快速过流保护。需要注意的问题是：电感电流的峰值(它是控制的基准)与高频状态空间平均值之间的误差，在一定时间内相当大，以至无法满足使THD很小的要求，电源电压过零时电流失真较大；控制电路复杂，需检测开关电流；峰值对噪声相当敏感。  
　　
该功率因数校正电路同时引入电压和电流反馈，构成一个双环控制系统，具有整流和稳压功能，即整流要求输入功率因数为0.9以上，实现输入电流整形，使之成为与电压同相位的标准正弦波，稳压要求输出电压稳定。  
　　
采用MC33262构成的有源功率因数校正电路的最大特点是采用零电流导通模式控制，开关MOS管的通、断受控于MC33262芯片内的零电流检测器，当零电流检测器中的电流降为零时，MOS管导通，此时电感L开始储能，电流增加。  
　　
APFC硬件电路结构  
　　
输入端电路分析  
　　
输入瞬间电压保护  
　　
为了避免输入端电压由于雷电、电感性开关等因素的影响而产生的电压尖峰对电源造成不利影响，采用金属氧化物压敏电阻并接在交流输入端对瞬态电压进行抑制。压敏电阻起到一个可变阻抗的作用，当高压尖峰瞬间出现在压敏电阻两端时，它的阻抗减小到一个低值，消除了尖峰电压使得输入电压达到安全值。瞬间能量消耗在压敏电阻上。  
　　
输入浪涌电流抑制  
　　
隔离式开关电源在加电时，由于滤波电容充电的影响，在开关管开始导通的瞬间，电容对交流呈现出很低的阻抗，在输入端会产生极高的浪涌电流。所以必须在电源的输入端采取限流措施，以求能够有效地将浪涌电流减小到允许的范围之内。本文采用负温度系数的热敏电阻(NTC)串联在交流输入端，用以增加对交流线路的阻抗，把浪涌电流减小到安全值。当开关电源接通时，热敏电阻的阻值基本上是电阻的标称值。这样，由于阻值较大，它就限制了浪涌电流。当电容开始充电，充电电流流过热敏电阻，开始对其加热。由于热敏电阻具有负温度系数，随着电阻的加热，其电阻值开始下降，如果热敏电阻选择合适，在负载电流达到稳定状态时，其阻值应该是最小，这样，就不会影响整个开关电源的效率。  
　　
滤波电路设计  
　　
电磁干扰会对电气产品的正常工作产生很大的干扰，如干扰过大，会影响整个产品的3CR认证要求和控制部分的正常工作，而电源滤波器则是开关电源EMC设计的重要部件。交流输入电路与L和C组成的低通滤波网络相连，其作用是抑制电网上来的电磁干扰，同时，它还对开关电源本身产生的电磁干扰有抑制作用，以保证电网不受污染。在本次实验电路结构图中，采用L和C组成常模和共模抗干扰回路，这种组合对各种高频干扰信号的抑制作用较好。  
　　
高频开关电源产生的EMI主要以传导干扰和近场干扰为主。共模干扰和差模干扰是传导干扰的两种基本模态，EMI滤波器是目前使用最广泛，也是最有效的开关电源传导干扰抑制方法之一。EMI滤波器不但要抑制差模干扰，也必须抑制共模干扰，它的基本电路可以参照后面给出的实验电路结构图。  
　　
共模扼流圈一般在铁氧体上绕制，因为铁氧体的导磁率很高，可以获得很大的电感量，而由于共模扼流圈的特殊绕制方法，没有磁芯饱和的危险。差模扼流圈一般在铁粉磁芯上绕制，这种磁芯不易发生饱和，但是磁导率较低。有时为了避免磁芯饱和，在磁路开放的磁芯上绕制，通过减小磁芯中的磁通密度来避免饱和；这时要注意电感也是一个非常高效的磁场接收器件，会将周围的干扰收集到电感上，形成新的干扰，必要时可以采取屏蔽措施。  
　　
利用电感器同电容组成滤波电路来抑制共模干扰，这种电感器件串入电路中对工作状态不加干涉，而对共模干扰起到抑制作用。它的结构是在一只磁芯上绕制两个相同绕组的线圈，工作时将这两个线圈分别串接在电源上，当工作电流接通时磁芯中的磁动势相互抵消，因而磁芯材料不受任何影响，不必担心其磁饱和。在这次研制过程中，我们采用频率特性好、导磁率高的铁氧体材料。  
　　
实际上，在电磁兼容应用中，最常用的是共模滤波。这是因为大量的电磁干扰是从空间耦合到线缆上的。这种干扰形成的干扰电压是共模电压。  
　　
共模扼流圈能滤除低频噪声，一般来说电感值越大，对低频(1MHz以下)段传导干扰抑制效果越明显。图1是功率因数校正电路的传导干扰测试结果，对于锰锌铁氧体磁芯，增大电感量以后，1MHz以下的干扰水平明显降低，尤其在0.1～0.7MHz频段内，干扰水平下降了20dB。比较后可看出，应根据所要滤除的噪声的频率下限选取扼流圈的电感值。  
　　
硬件电路结构及工作原理  
　　
图2所示为APFC硬件电路结构图，电路采用内外双环反馈控制方案。内环反馈的作用是将全波整流输出直流脉动电压取样输入到MC33262，以保证通过变压器T4的电流时刻跟踪输入电压按正弦轨迹规律变化。通过T4的三角形高频电流的峰值包络线正比于输入交流电压，其平均电流则呈正弦波形，这就意味着电源输入电流也呈正弦波。外环实现对APFC变换器输出直流电压的监控。直流输出电压通过电阻分压器取样输入到MC33262，MC33262则输出占空比可调的PWM驱动信号控制MOSFET导通关断，确保输出电压稳定。  　　

  
　　
   
输入端交流电压经桥式整流后，输出100Hz的正弦半波直流脉动电压，经过电阻分压器分压，在R4上的取样电压经小电容C4滤除高频噪声输入到芯片内部的乘法器。滤波电容EC1两端直流电压通过R12、R13和R14分压输入到芯片内部误差放大器的反相端，并与误差放大器同相端精密参考电压Uref比较，产生一个输出直流电压的误差信号，作为一象限乘法器的另一路输入。当AC输入电压从零按正弦规律变化到峰值时，乘法器的输出控制电流传感比较器的门限，迫使通过MOSFET功率管Q1的峰值电流跟踪AC输入电压的变化轨迹。流过MOSFET功率管Q1的电流在电阻R11上转换为电压信号，输入到MC33262芯片内电流检测比较器的正向输入端。变压器T4电流的波形呈高频锯齿三角波，在电流值从零增长到峰值的过程中，Q1是导通的。乘法器的输出则是电感峰值电流的参考电压，只要在R11上的传感电压超过电流检测比较器的门限电压，片内逻辑电路动作，输出MOSFET功率管关断信号。  
　　
变压器T4的副边绕组NS将感应电压经D1整流EC3滤波，作为MC33262芯片启动后的辅助电源；NS还用做T4的高灵敏度的电流传感器。NS将流过T4的电流检测后，经限流电阻R7输入到片内零电流检测器，只要电感电流降至芯片所设置的“零”电平，零电流检测器则通过置位门锁驱动MOSFET导通。  
　　
由于在电感电流下降到零之前，MOSFET不会导通，而在其导通期间，升压二极管则一直截止，所以对升压整流二极管D3的反向恢复时间要求不是很苛刻。  
　　
理论上，变压器T4的导通时间是恒定的，实际上由于受整流桥后接滤波器充电的影响，在交流电压过零处导通时间有所增加。T4的关断时间在交流电压的峰值处最大，在交流电压的过零处则趋向于零。所以最小的开关频率出现在交流电压的峰值处，随着交流电压从峰值走向过零，开关频率不断升高。这一点，从下面开关频率的计算公式也可以看出。  　　
  
式中，UAC为输入交流电压的有效值；η为变换器效率；L为T4电感量；Uo为变换器输出直流电压；Po为输出功率；wt为交流输入电压的相位角。  
　　
电路中其它具体重要参数比如电感值、输出电容值、分压电阻、电感电流采样电阻、MOS管电压电流参数的选取和计算公式在参考文献[4]中已经做了详细讨论，本文不再重复。  
　　
印制板制作时的几点注意事项  
　　
开关电源的干扰源主要集中在功率开关器件以及与之相连的散热器和高频变压器上。印刷线路板的布线设计对电源产品的EMC性能有很大的影响。有研究表明高频开关电源的EMI指标往往可以在不增加任何元器件和改变线路的条件下通过修改印刷线路板的布线设计大大得到改善。这一点在制作印刷电路板，调节各个元器件布局时应该着重考虑。  
　　
由于该AC/DC变换器工作在高频状态，在制作印制板时，还必须注意：由于负载电路或功率驱动电路的电流较强、电压较高，功率地线上干扰较大，因此功率地必须与其它弱电地分别设置，以保证整个系统稳定可靠的工作；PCB布线时，高频数字信号线要用短线，主要信号线最好集中在PCB板中心，同时电源线尽可能远离高频数字信号线或用地线隔开；应该根据印制板的安装方式，把易发热的元器件如滤波电感L3、功率开关器件Q1、变压器T4等安装在印制板的上方部位，以利于散热，而热敏元件TR则应远离发热元件。  
　　
实验结果  
　　
实验结果显示该AC/DC变换器在较为宽广的输入电压范围下获得高度稳定的直流电压输出，该系统达到主要技术指标为：  
　　
AC输入电压范围从95V到255V，DC输出电压稳定在400V，纹波峰峰值在8V以下，输出额定功率达150W，满载下效率η=95%，功率因数λ≥0.99，输入电流总谐波畸变D　　图3、图4、图5分别记录了系统在125V、150V、240V交流输入电压下APFC的实验结果。图3(a)、图4(a)、图5(a)表示交流电压经过整流以后的正弦半波直流电压采样波形，即为MC33262芯片引脚3的采样输入电压；图3(b)、图4(b)、图5(b)表示交流输入端的电流波形。可以明显看出本文所设计的带APFC的AC/DC变换器在宽广的输入电压范围下能够正常工作，各项性能指标均比较理想。  
　　
  
图5　240V交流输入电压下电路测试波形  
　　
结语  
　　
本文采用Motorola公司生产的有源功率因数校正专用芯品MC33262为核心设计了一种宽电压输入范围、固定升压输出的150WAC/DC变换器。实验结果表明该变换器能在95～255V的宽电压输入范围内输出稳定400V直流电压，功率因数达到0.99以上，总谐波畸变降低至6%以下。  
　　
由MC33262构成的功率因数校正电路外围结构简单，电路元器件少，电路的体积和成本下降，提高了系统的可靠性。目前这种APFC技术已在开关电源、电子镇流器等诸多领域得到了应用。