基于PWM的电压调节技术

0 引言

电力电子技术作为一门新兴的高科技学科，起始于上世纪50年代末硅整流器件的诞生。上世纪80年代末期和90年代初期，以MOSFET和IGBT为代表的，集高频、高压和大电流于一身的功率半导体复合器件的出现，表明传统电力电子技术已经进入现代电力电子技术时代。采用电力半导体器件构成的各种开关电路，按

一定的规律，实时的控制器件的工作，可以实现开关型电力变换和控制，已被广泛地应用于高品质交直流电源、电力系统、变频调速、新能源发电及各种工业与民用电器等领域，成为现代高科技领域的支撑技术。当前电力电子技术的发展趋势是高电压大容量化、高频化、主电路及保护控制电路模块化、产品小型化、智能化和低成本化。大力加强电力电子技术的应用研究，对改造传统设备、实现产品的更新换代和增加产品的科技含量、解决关系国民经济与安全的高新技术具有重大的经济及战略意义。

PWM控制技术已逐渐成熟，通过其对半导体电力器件的导通和关断进行控制，使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或其他所需要的波形。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，既可改变逆变电路输出电压的大小，也可改变输出频率。这在全控型开关器件的逆变器中得到广泛应用，已有各种单相(如SG3524)，三相PWM(如HEF4752)和SPWM 集成芯片(如SA828)随着电力电子技术及大规模集成电路的发展，PWM调压技术得到了广泛的应用，特别是以PWM为基础构成的变频系统，以结构简单，运行可靠，节能效果显著等突出优点在生产、生活领域内得到了广泛应用。为此，本文结合高校《电力电子技术》课程的实践环节，帮助学生掌握PWM控制技术的应用，介绍PWM调压技术的一种实现方法。该方案采用集成脉宽调制电路芯片SG3524 产生PWM 波，通过驱动集成电路IR2110，驱动逆变桥实现调压。该电路结构紧凑、安全可靠、易于调试。

1 PWM技术的多种实现方法

采样控制理论中有一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。PWM 控制技术就是以该结论为理论基础，到目前为止，已出现了多种PWM控制技术。根据PWM控制技术的特点，可以划分为多种方法。

1.1 等脉宽PWM 法

VVVF(Variable Voltage Variable Frequency)早期是基于PAM(Pulse Amplitude Modulation)控制技术实现的，其逆变器部分只能输出频率可调的方波电压而不能调压。等脉宽PWM 法正是为了克服PAM法的这个缺点发展而来的，是PWM法中最为简单的一种。它是把每一脉冲的宽度均相等的脉冲列作为PWM波，通过改变脉冲列的周期以调频，该方法的优点是简化了电路结构，提高了输入端的功率因数，但同时也存在输出电压中除基波外，还包含较大的谐波分量。

1.2 SPWM法

SPWM(Sinusoidal PWM)法是一种比较成熟的、使用较广泛的PWM法。前面提到的采样控制理论中的一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。SPWM法就是以该结论为理论基础，用脉冲宽度按正弦规律变化，而与正弦波等效的PWM 波形即SPWM 波形控制逆变电路中开关器件的通断，使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值，调节逆变输出电压的频率和幅值。该方法的实现有几种方案。

1)等面积法实际上是SPWM 法原理的直接阐释。用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波，然后计算各脉冲的宽度和间隔，并把这些数据存于微机中，通过查表的方式生成PWM信号控制开关器件的通断，以达到预期的目的。由于此方法是以SPWM 控制的基本原理为出发点，可以准确地计算出各开关器件的通断时刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在计算繁琐，数据占用内存大，不能实时控制的缺点。

2)硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的，其原理就是把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作为载波，当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM 波形。其实现方法简单，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定它们的交点，在交点时刻对开关器件的通断进行控制，就可以生成SPWM波。但是，这种模拟电路结构复杂，难以实现精确的控制。

3)软件生成法由于微机技术的发展使得用软件生成SPWM 波形变得比较容易，因此，软件生成法也就应运而生。软件生成法是用软件来实现调制的方法，有两种基本算法，即自然采样法和规则采样法。

(1)自然采样法以正弦波为调制波，等腰三角波为载波进行比较，在两个波形的自然交点时刻控制开关器件的通断，即自然采样法。其优点是所得SPWM波形最接近正弦波。但由于三角波与正弦波交点有任意性，脉冲中心在一个周期内不等距，从而脉宽表达式是一个超越方程，计算繁琐，难以实时控制。

(2)规则采样法规则采样法是一种应用较广的工程实用方法。一般采用三角波作为载波。其原理就是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波，再以阶梯波与三角波的交点时刻控制开关器件的通断，从而实现SPWM法。当三角波只在其顶点(或底点)位置对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期(即采样周期)内的位置是对称的，这种方法称为对称规则采样。当三角波既在其顶点又在底点时刻对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期(为采样周期的2倍)内的位置一般并不对称，这种方法称为非对称规则采样。规则采样法是对自然采样法的改进，其主要优点是计算简单，便于在线实时运算，其中非对称规则采样法因阶数多而更接近正弦。其缺点是直流电压利用率较低，线性控制范围较小。两方法均适用于同步调制方式。

4)低次谐波消去法低次谐波消去法是以消去PWM波形中某些主要的低次谐波为目的的方法。其原理是对输出电压波形按傅氏级数展开，表示为u(棕t)=An sin(n棕t)，首先确定基波分量A1的值，再令两个不同的An=0，就可以建立三个方程，联立求解得A1，A2及A3，这样就可以消去两个频率的谐波。该方法虽然可以很好地消除所指定的低次谐波。但是，剩余未消去的较低次谐波的幅值可能会相当大，而且同样存在计算复杂的缺点。该方法同样只适用于同步的调制方法。

1.3 线电压控制PWM

主要包括马鞍形波和三角波比较法，也就是谐波注入PWM 方式(HIPWM)，其原理是在正弦波中加入一定比例的三次谐波，调制信号便呈现出马鞍形，而且幅值明显降低，于是在调制信号的幅值不超过载波幅值的情况下，可以使基波幅值超过三角波幅值，提高了直流电压利用率。在三相无中线系统中，由于三次谐波电流无通路，所以三个线电压和线电流中均不含三次谐波。除了可以注入三次谐波以外，还可以注入其他3倍频于正弦波信号的其他波形，这些信号都不会影响线电压。这是因为，经过PWM调制后，逆变电路输出的相电压也必然包含相应的3倍频于正弦波信号的谐波，但在合成线电压时，各相电压中的这些谐波将互相抵消，从而使线电压仍为正弦波。

1.4 电流控制PWM

电流控制PWM 的基本思想是把希望输出的电流波形作为指令信号，把实际的电流波形作为反馈信号，通过两者瞬时值的比较来决定各开关器件的通断，使实际输出随指令信号的改变而改变。其实现方案主要有以下3种。

1)滞环比较法[4] 一种带反馈的PWM 控制方式，即每相电流反馈信号与电流给定值经滞环比较器，得出相应桥臂开关器件的开关状态，使得实际电流跟踪给定电流的变化。该方法的优点是电路简单，动态性能好，输出电压不含特定频率的谐波分量。其缺点是开关频率不固定造成较为严重的噪音，和其他方法相比，在同一开关频率下输出电流中所含的谐波较多。

2)三角波比较法与SPWM法中的三角波比较方式不同，这里是把指令电流与实际输出电流进行比较，求出偏差电流，通过放大器放大后再和三角波进行比较，产生PWM波。此时开关频率一定，因而克服了滞环比较法频率不固定的缺点。但是，这种方式的电流响应不如滞环比较法快。

3)预测电流控制法[6] 在每个调节周期开始，根据实际电流误差，负载参数及其他负载变量，来预测电流误差矢量趋势，因此，下一个调节周期由PWM产生的电压矢量必将减小所预测的误差。该方法的优点是，若给调节器除误差外更多的信息，则可获得比较快速、准确的响应。目前，这类调节器的局限性是响应速度及过程模型系数参数的准确性。

1.5 空间电压矢量控制PWM

空间电压矢量控制PWM(SVPWM)也叫磁通正弦PWM法。它以三相波形整体生成效果为前提，以逼近电机气隙的理想圆形旋转磁场轨迹为目的，用逆变器不同的开关模式所产生的实际磁通去逼近基准圆磁通，由它们的比较结果决定逆变器的开关，形成PWM 波形。此法从电动机的角度出发，把逆变器和电机看作一个整体，以内切多边形逼近圆的方式进行控制，使电机获得幅值恒定的圆形磁场(正弦磁通)。

具体方法又分为磁通开环式和磁通闭环式。磁通开环法用两个非零矢量和一个零矢量合成一个等效的电压矢量，若采样时间足够小，可合成任意电压矢量。此法输出电压比正弦波调制时提高15%，谐波电流有效值之和接近最小。磁通闭环式引入磁通反馈，控制磁通的大小和变化的速度，在比较估算磁通和给定磁通后，根据误差决定产生下一个电压失量，形成PWM波形。这种方法克服了磁通开环法的不足，解决了电机低速时，定子电阻影响大的问题，减小了电机的脉动和噪音，但由于未引入转矩的调节，系统性能没有得到根本性的改善。

1.6 失量控制PWM

矢量控制也称磁场定向控制，其原理是将异步电动机在三相坐标系下的定子电流Ia、Ib及Ic，通过三相/两相变换，等效成两相静止坐标系下的交流电流Ia1 及Ib1 ，再通过按转子磁场定向旋转变换，等效成同步旋转坐标下的直流电流Im1及It1(Im1相当于直流电动机的励磁电流;It1相当于与转矩成正比的电枢电流)，然后模仿对直流电动机的控制方法，实现对交流电动机的控制。其实质是将交流电动机等效为直流电动机，分别对速度、磁场两个分量进行独立控制。通过控制转子磁链，然后分解定子电流而获得转矩和磁场两个分量，经坐标变换，实现正交或解耦控制。

但是，由于转子磁链难以准确观测，以及矢量变换的复杂性，使得实际控制效果往往难以达到理论分析的效果，这是矢量控制技术在实践上的不足。此外，它必须直接或间接地得到转子磁链在空间上的位置才能实现定子电流解耦控制，在这种矢量控制系统中需要配置转子位置或速度传感器，这显然给许多应用场合带来不便。

1.7 直接转矩控制PWM

1985 年德国鲁尔大学Depenbrock 教授首先提出直接转矩控制理论(Direct Torque Control，简称DTC)。直接转矩控制与矢量控制不同，它不是通过控制电流、磁链等量来间接控制转矩，而是把转矩直接作为被控量来控制，它也不需要解耦电机模型，而是在静止的坐标系中计算电机磁通和转矩的实际值，然后，经磁链和转矩的Band-Band 控制产生PWM信号对逆变器的开关状态进行最佳控制，从而在很大程度上解决了上述矢量控制的不足，能方便地实现无速度传感器的控制，有很快的转矩响应速度和很高的速度及转矩控制精度，并以新颖的控制思想、简洁明了的系统结构、优良的动静态性能得到了迅速发展。直接转矩控制也存在缺点，如逆变器开关频率的提高有限制。

1.8 非线性控制PWM

单周控制法又称积分复位控制(Integration Re原set Control，简称IRC)，是一种新型非线性控制技术，其基本思想是控制开关占空比，在每个周期使开关变量的平均值与控制参考电压相等或成一定比例。该技术同时具有调制和控制的双重性，通过复位开关、积分器、触发电路、比较器达到跟踪指令信号的目的。单周控制器由控制器、比较器、积分器及时钟组成，其中控制器可以是RS 触发器，其控制原理如图1所示。图中K可以是任何物理开关，也可是其他可转化为开关变量形式的抽象信号。

传统的PWM 逆变电路中，单周控制在控制电路中不需要误差综合，它能在一个周期内自动消除稳态、瞬态误差，使前一周期的误差不会带到下一周期。虽然硬件电路较复杂，但其克服了传统的PWM控制方法的不足，适用于各种脉宽调制软开关逆变器，具有反应快、开关频率恒定、鲁棒性强等优点，此外，单周控制还能优化系统响应、减小畸变和抑制电源干扰，是一种很有前途的控制方法。

1.9 谐振软开关PWM

电力电子器件硬开关大的开关电压电流应力以及高的du/dt和di/dt限制了开关器件工作频率的提高，而高频化是电力电子的主要发展趋势之一，它能使变换器体积减小、重量减轻、成本下降、性能提高，特别当开关频率在18 kHz以上时，噪声已超过人类听觉范围，使无噪声传动系统成为可能。谐振软开关PWM的基本思想是在常规PWM变换器拓扑的基础上，附加一个谐振网络，谐振网络一般由谐振电感、谐振电容和功率开关组成。开关转换时，谐振网络工作使电力电子器件在开关点上实现软开关过程，谐振过程极短，基本不影响PWM技术的实现。从而既保持了PWM技术的特点，又实现了软开关技术。但由于谐振网络在电路中的存在必然会产生谐振损耗，并使电路受固有问题的影响，从而限制了该方法的应用。

2 系统统计和工作原理

图2给出了系统主电路和控制电路框图，交流输入电压(500 Hz/220 V)经过整流桥整流后，得到一个直流电压。DC/AC 变换采用全桥变换电路，通过控制电路控制其逆变电路的导通时间，过流保护采用快速熔断器，过电压保护采用由电流互感器和电压比较器LM324构成的过电压检测电路。

2.1 SG3524的功能及引脚

SG3524是双端输出式脉宽调制器，工作频率高于100 kHz，工作温度为0~70 益，适宜构成100~500 W中功率推挽输出开关电源。SG3524采用DIP-16型封装，管脚排列和内部结构如图3所示。 [p]

SG3524工作过程如下。

直流电源VS从脚15 接入后分两路，一路加到或非门;另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的+5 V基准电压。+5 V再送到内部(或外部)电路的其他元器件作为电源。

振荡器脚7须外接电容CT，脚6须外接电阻RT。振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决定，f=1.18/RTCT。本设计将Boost电路的开关频率定为10 kHz，取CT=0.22 滋F，RT=5 k赘;逆变桥开关频率定为5 kHz，取CT=0.22 滋F，RT=10 k赘。振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门;另一路以锯齿波形式送至比较器的同相端，比较器的反向端接误差放大器的输出。

误差放大器实际上是差分放大器，脚1为其反相输入端;脚2为其同相输入端。通常，一个输入端连到脚16 的基准电压的分压电阻上(应取得2.5 V的电压)，另一个输入端接控制反馈信号电压。本系统电路图中，在DC/DC变换部分，G3524的脚1接控制反馈信号电压，脚2接在基准电压的分压电阻上。误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，从而在比较器的输出端出现一个随误差放

大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出端互补，交替输出高低电平，其作用是将PWM脉冲交替送至两个三极管V1及V2的基极，锯齿波的作用是加入了死区时间，保证V1及V2两个三极管不可能同时导通。最后，晶体管V1及V2 分别输出脉冲宽度调制波，两者相位相差180毅。当V1及V2脉冲并联应用时，其输出脉冲的占空比为0%~90%;当V1及V2分开使用时，输出脉冲的占空比为0%~45%，脉冲频率为振荡器频率的1/2。

2.2 驱动电路的设计

IR2110 采用HVIC的闩锁抗干扰CMOS 制造工艺，DIP14脚封装。具有独立的低端和高端输入通道;悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500 V，dv/dt=依50 V/ns，15 V下静态功耗仅为116 mW;输出的电源端(脚3，即功率器件的栅极驱动电压)电压范围10~20 V;逻辑电源电压范围(脚9)5~15 V，可方便地与TTL，CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率地之间允许有依5 V的偏移量;工作频率高，可达500 kHz;开通、关断延迟小，分别为120 ns 和94 ns;

图腾柱输出峰值电流为2 A。

IR2110 内部由如图4 所示的三个部分组成：逻辑输入，电平平移及输出保护。如上所述IR2110的特点，可以为装置的设计带来许多方便。尤其是高端悬浮自举电源的成功设计，可以大大减少驱动电源的数目。

采用IR2110作逆变半桥的驱动电路举例。这种高压侧悬浮驱动的自举原理如图5 所示。图中C1、VD1 分别为自举电容和二极管，C2 为VCC 的滤波电容。假定在S1关断期间C1已充到足够的电压(VC1抑VCC)。当HIN为高电平时VM1开通，VM2关断，VC1加到S1的栅极和发射极之间，C1通过VM1，Rg1 和S1栅极-发射极电容Cge1放电，Cge1被充电，S1导通。此时VC1可等效为一个电压源。当HIN为低电平时，VM2开通，VM1断开，S1栅电荷经Rg1、VM2迅速释放，S1关断。经短暂的死区时间(td)之后，LIN为高电平，S2开通，VCC经VD1，S2给C1充电，迅速为C1补充能量。如此循环反复。

自举元器件的分析与设计举例。图5所示自举二极管(VD1)和电容(C1)是IR2110在PWM应用时需要严格挑选和设计的元器件，应根据一定的规则进

行计算分析。在电路实验时进行一些调整，使电路工作在最佳状态。

1)自举电容的选择IGBT 和PM(Power MOS原FET)具有相似的门极特性。开通时，需要在极短的时间内向门极提供足够的栅电荷。假定在器件开通后，自举电容两端电压比器件充分导通所需要的电压(10 V，高压侧锁定电压为8.7/8.3 V)要高;再假定在自举电容充电路径上有1.5 V 的压降(包括VD1的正向压降);最后假定有1/2的栅电压(栅极门槛电压VTH通常为3~5 V)因泄漏电流引起电压降。综合上述条件，此时对应的自举电容工程应用则取C1跃2Qg/(VCC-10-1.5)。

例如FUJ I50 A/600 V IGBT充分导通时所需要的栅电荷Qg=250 nC(可由特性曲线查得)，VCC=15 V，那么C1=2伊250伊10-9/(15-10-1.5)=1.4伊10-7 F，可取C1=0.22 滋F或更大一点的，而耐压跃50 V 的电容。

在自举电容的充电路径上，分布电感影响了充电的速率。下管的最窄导通时间应保证自举电容能够充足够的电荷，以满足Cge所需要的电荷量再加上功率器件稳态导通时漏电流所失去的电荷量。因此从最窄导通时间ton min考虑，自举电容应足够小。

综上所述，在选择自举电容大小时应综合考虑，既不能太大影响窄脉冲的驱动性能，也不能太小而影响宽脉冲的驱动要求。从功率器件的工作频率、开关速度、门极特性进行选择，估算后经调试而定。

2)自举二极管的选择自举二极管是一个重要的自举器件，它应能阻断直流干线上的高压，二极管承受的电流是栅极电荷与开关频率之积。为了减少电荷损矢，应选择反向漏电流小的快恢复二极管。单从驱动PM 和IGBT的角度考虑，均不需要栅极负偏置。Vge=0，完全可以保证器件正常关断。但在有些情况下，负偏置是必要的。这是因为当器件关断时，其集电极-发射极之间的dv/dt过高时，将通过集电极-栅极之间的(密勒)电容以尖脉冲的形式向栅极馈送电荷，使栅极电压升高，而PM，IGBT的门槛电压通常是3~5 V，一旦尖脉冲的高度和宽度到达一定的程度，功率器件将会误导通，造成灾难性的后果。而采用栅极负偏置，可以较好地解决这个问题。

2.3 保护电路

电力电子常用的保护有过流保护和过压保护。

1)过电流保护在电力电子变换和控制系统运行不正常或发生故障时，可能发生过电流造成开关器件的永久性损坏，快速熔断器是电力电子变换器系统中常用的一种过电流保护措施。快速熔断器的过流保护原理是基于快速熔断器特性与器件特性的保护配合来完成的，即通过选择快速熔断器的短路容量约器件的热容量，使得当发生过流时快速熔断器先熔断，以保护器件不损坏。另一种方法是采用电流检测、比较、判断，在过流瞬间及时关断电路。

2)过电压保护电力电子设备在运行过程中，会受到由交流供电电网进入的操作过电压和雷击过电压的侵袭。同时，设备自身运行中以及非正常运行中也有过电压出现。过电压保护的基本原理是在瞬态过电压发生的时候(滋s或ns级)，通过过电压检测电路进行检测。过电压检测电路中主要的元件是压敏电阻。压敏电阻相当于很多串并联在一起的双向抑制二极管，起到电压箝位的作用。电压超过箝位电压时，压敏电阻导通;电压低于箝位电压时，压敏电阻截止。

过电压检测电路原理如图6所示。当有过电压信号产生时，压敏电阻被击穿，呈现低阻值甚至接近短路状态，这样在电流互感器的一次侧产生一个大电流，通过线圈互感作用在二次侧产生一个小电流，再通过精密电阻把电流信号转变为电压信号;这个信号输入到电压比较器LM393 后，LM393 输出高电平，经过非门A 输出的控制脉冲2控制电源回路，断开开关电源电路。当输出的高电平输出SG3524的脚10时，封锁输出脉冲，进行保护。

2.4 DC/AC逆变电路结构

DC/AC 变换采用单相输出，全桥逆变形式，由4个IGBT(G20N40L)构成桥式逆变电路，最高耐压800 V，电流20 A，利用半桥驱动器IR2110提供驱动信号，其输入波形由SG3524 提供，同理可调节该SG3524的输出驱动波形的D<50%，保证逆变的驱动方波有共同的死区时间。

3 结语

结合高校学生《电力电子技术》课程的实践教学，对上述理论分析和方案设计，通过安装和调试进行实验，并应用在风扇、电炉等家用电器的控制，效果良好，达到了预先设计要求。本设计也可引入闭环控制，实现自动调节。随着智能电力模块(如IPM)的广泛应用，不仅体积小，转换效率高，而且具有各种保护功能，同时具有程控接口，在实现对整个系统的有效控制和保护方面将更加完善。