一种新颖的移相全桥ZVZCS PWMDC-DC 变换器的研究

<[p] >0 引言<[p] >移相全桥变换器工作在零压、零流开关方式时(Zero -voltage and zero -current switching，ZVZCS)，超前桥臂实现ZVS，滞后桥臂实现ZCS。<[p] >移相全桥ZVZCS [p] WM 方式和ZVS [p] WM 方式相比，可以大幅降低电路内部的环流损耗、减小二次侧占空比丢失、提高变换效率，且可在较大的输入电压和负载变化范围内实现软开关，其在中、大功率的场合得到广泛的应用。<[p] >传统的移相全桥ZVZCS [p] WM 变换器的主开关管或者用MOSFET[1]，或者用IGBT[2，3]。不论哪种结构，都不能使开关管工作在最佳的软开关状态：前者滞后桥臂的MOSFET 寄生输出电容较大，在开通瞬间会产生很大的电流尖峰，增加管子开通损耗，严重影响变换器的安全可靠性;后者因超前桥臂的IGBT工作在ZVS 方式，关断期间的拖尾电流使得开关频率不能太高，通常不超过30 kHz[2，3]。<[p] >本文提出一种超前桥臂采用MOSFET，而滞后桥臂应用IGBT 的新颖移相全桥ZVZCS [p] WMDC-DC变换器，在实现超前桥臂ZVS 和滞后桥臂ZCS的同时，使MOSFET和IGBT各自工作在最佳的软开关方式，有效提高了变换器的功率密度及安全可靠性。<[p] >1 工作过程分析<[p] >电路拓扑如图1 所示，和传统的全桥ZVZCS[p] WM变换器相比，四个主开关管不再采用同类型功率管，而是超前桥臂和滞后桥臂分别采用MOS原FET、IGBT。<[p] >1.1 工作原理<[p] >图1 所示电路的工作波形如图2 所示。设电路初始工作状态为功率管Q1 和Q4导通，输出整流二极管D3导通，变压器向负载传输能量，一次侧电流i[p] 给隔直电容Cb充电。在t0时刻，关断Q1(由于电容电压不能突变，MOS管是零电压关断)，之后线路电感(一次侧漏感及折算到一次侧的滤波电感)与MOS 管结电容C1、C2谐振，使C1充电、C2放电[4]。当C2电压谐振下降到零时(t1 时刻)，Q2的反并联二极管D2 自然导通，之后开通Q2 可实现零电压开通。此时，变压器一次侧电压为零，一次侧电流在隔直电容电压vcb 作用下快速复位到零(t2 时刻)，隔直电容电压达到最大值Vcb[p] ，输出整流二极管D3和D4同时导通续流。因后桥IGBT为单向功率管，一次侧电流复位到零后不能反向流通。在t3时刻关断开关管Q4，实现零电流关断。<[p] >在滞后桥臂死区时间之后开通开关管Q3，因漏感作用电流不能突变，可实现零电流开通。Q3开通后，一次侧电流从零开始反向增加，同时给隔直电容Cb 反向充电，到电流值等于折算至二次侧的负载电流时(t5 时刻)，二极管D3关断，D4继续导通，变压器开始为负载提供能量，进入下半个工作周期，情况和上述过程类似，在此不再赘述。<[p] >&nbs[p] ;<[p] >&nbs[p] ;<[p] >&nbs[p] ;<[p] >&nbs[p] ;<[p] >显然，由于MOSFET 只工作在ZVS 方式，即使其存在较大的寄生电容，也不会引起大的开通电流尖峰。且较大的寄生电容能有效抑制电压上升率dv/dt，若另外并接电容则更有利于开关管实现零电压关断。类似地，滞后桥臂的IGBT也仅工作在ZCS 状态，关断之前一次侧电流已复位到零，管子关断损耗很小甚至可减小到零，因此工作在ZCS 方式的IGBT 开关频率也可以很高。另外，IGBT结电容较MOSFET 小很多，工作在ZCS 方式，不存在结电容引起的开通电流尖峰，因此，IGBT更适用于ZCS 方式。采用这种复合结构的变换器，与单纯用IGBT 做开关管相比，开关频率可以大大提高;又较单纯用MOSFET安全可靠，电磁干扰小，能更好地发挥移相全桥ZVZCS [p] WM DC-DC 变换器的优势。<[p] >1.2 二次侧占空比丢失分析<[p] >二次侧占空比丢失是指二次侧占空比Dsec 小于一次侧占空比D[p] ，其差值就是二次侧占空比丢失部分Dloss。<[p] >从图2可看出，占空比丢失的原因是，在一次侧电流从零反向增至负载电流的一次侧折算值的过程中(图2 中的[t4，t5]和[t10，t11]时段)，虽然变压器一次侧有电压方波，但因一次侧电流不足以提供负载电流，二次侧两个整流二极管D3、D4处于续流状态，二次侧电压为零，这样就造成了二次侧电压波形丢失。因此，一次侧电流上升时间t45与1/2开关周期Ts的比值就是二次侧占空比丢失Dloss，即<[p] >&nbs[p] ;<[p] >&nbs[p] ;<[p] >2 关键参数的选择<[p] >2.1 超前桥臂并联电容的选择<[p] >&nbs[p] ;<[p] >&nbs[p] ;<[p] >2.2 阻断电容的选择<[p] >&nbs[p] ;<[p] >&nbs[p] ;<[p] >2.3 一次侧漏感的选择<[p] >同移相全桥ZVS [p] WM 变换器一样，在超前桥臂开关过程中，用来实现ZVS 的能量是一次侧漏感能量和折算到一次侧的滤波电感能量之和，一般认为滤波电感Lf 很大，因此超前桥臂容易实现ZVS。所以，漏感的选择主要考虑滞后桥臂是否能实现ZCS，即在滞后桥开关管开关过程前使一次侧电流复位到零。复位期间，一次侧电流近似线性减小，即有<[p] >&nbs[p] ;<[p] >&nbs[p] ;<[p] >&nbs[p] ; [[p] ] <[p] >&nbs[p] ;<[p] >3 验证实例和试验结果分析<[p] >为了验证所提出电路方案的正确性，用[p] S[p] ICE 软件对电路进行了仿真分析，并进行了实验验证。仿真和实验所用的参数为：输入直流电压Vin=300 V;输出直流电压V0=20 V;变压器变比n=6.5;变压器一次侧漏感Llk=2.5 滋H(根据式(12)计算值为2.55 滋H);隔直电容Cb=1.5 滋F(根据式(8)计算值为0.5 滋F);开关管并联电容C1=C2=6.8 nF(根据式(6)计算值为10 nF，开关管结电容为2.9 nF，因此取6.8 nF);并联二极管选取DSEI30-06A;输出滤波电感Lf=50 滋H;输出滤波电容Cf=5 000 滋F;开关管MOSFET选取S[p] W47N60S5;开关管IGBT选取IXGH30N60B;输出整流二极管选取DSEI60-02A;开关频率fs=80 kHz。仿真波形如图3 所示，实验波形如图4所示。<[p] >从图3(a)可以看出，超前桥臂的MOSFET 实现ZVS 开通和关断;图3(b)所示的滞后桥臂的驱动波形及电流波形表明，IGBT即使工作在80 kHz时，也可以很好的实现ZCS;图3(c)表明，在隔直电容电压vcb作用下一次侧电流快速复位到零，为滞后桥臂实现零电流开关提供了条件;图3(d)所示二次侧电压波形和变压器一次侧电压波形相比，占空比丢失很小。<[p] >&nbs[p] ;<[p] >&nbs[p] ;<[p] >&nbs[p] ;<[p] >&nbs[p] ;<[p] >&nbs[p] ;<[p] >&nbs[p] ;<[p] >&nbs[p] ;<[p] >&nbs[p] ;<[p] >&nbs[p] ;<[p] >&nbs[p] ;<[p] >&nbs[p] ;<[p] >&nbs[p] ;<[p] >4 结语<[p] >本文提出的新的移相全桥ZVZCS [p] WM DCDC变换器的拓扑结构，综合利用了MOSFET 和IGBT 的优点，既保留了传统ZVZCS [p] WM DC-DC变换器二次侧占空比丢失小，在很大负载和输入电压变化范围内实现滞后桥臂的ZCS 等优点，又具有较高的开关频率。特别是随着高速IGBT的发展，电源的频率可以做得更高，对提高移相全桥ZVZCS [p] WM DC-DC 变换器的效率和功率密度等具有重要研究价值。