双管反激式拓扑：应对未来SMPS设计挑战的创新解决方案

摘要

开关电源(SMPS)设计人员面临着空间有限、满足国际能源标准以及需要提供易于设计的解决方案的挑战。综合考虑易于设计、不同负载下的功耗以及效率等因素，双开关管准谐振(QR)反激拓扑和次级同步整流是满足未来能源法规的理想方案，可提供优良的总体效率，在轻负载下保持较低功耗，同时易于设计。这里使用一个90W原型电源来验证所建议拓扑的有效性。

I. 介绍

由于对环境问题的关注持续增加，这些年来高效率、低待机功耗的电源设计一直引人注目。近年来，业界使用软开关和谐振转换拓扑来应对高效率的挑战。然而，未来的低功耗、低成本和易于设计及制造方面的要求给目前的谐振拓扑带来巨大挑战。本文旨在介绍新的双开关管准谐振反激式转换器拓扑的工作原理和优点，并且使用一个90W的电源设计进行演示。该电源满足高效率(> 90%)和小体积(60mm x 95 mm x 16.5mm)的要求，同时满足2013 ErP的节能要求(0.25W负载条件下待机功耗<0.5W)。

根据双管反激拓扑的优势，它可能成为满足未来笔记本电脑适配器、LED电视电源、LED照明驱动器、一体型PC电源和大功率充电器要求的潜力巨大的解决方案。

A. 双管反激拓扑的特性

1. 高效率：

l DC到DC级：泄漏电感能量的再利用以及在接近ZVS工作

l PFC级：双电平PFC输出，改善低压输入效率

2. 无负载和轻负载效率：

l 节能：满足2013 ErP的节能要求：0.25W负载条件下待机功耗低于0.5W。

l 深度扩展的谷值开关(valley switching)带来出色的轻负载效率。

3. 功率开关电压钳位在VIN，并且能够使用小于500V的MOSFET。

4. 无缓冲电路和损耗，发热问题很少。

5. 可以使用薄型变压器和高频设计，适用于超薄型设计。

6. 易于设计和制造。

B.系统框图

 

 

图1 简化的系统框图

图中文字：AC输入、升压转换器、双管反激式转换器、同步整流器

图1所示为双管反激式拓扑的简化系统框图，主要包含三级：PFC级、PWM级以及同步整流(SR)级，该方案使用三个飞兆半导体IC来实现。

- FAN6920：临界导通模式 (CRM) PFC和准谐振PWM组合IC

- FAN7382：高侧驱动器IC

- FAN6204：同步整流控制器

下面介绍工作原理和解决方案的优势

在PFC级中使用CRM PFC来提高进入PWM级的输出电压。在小于200W的功率范围内，首选CRM PFC，因其具有零电流开关和零二极管反向恢复损耗的优点。此外，FAN6920具有两级PFC输出电平，这样可以在低AC输入期间使用更低的PFC输出电平，以提高低压输入效率。

在PWM级中有两个功率开关管来控制能量输送时间，它们的开/关定时顺序是一致的，控制信号由PFC/PWM组合控制器发出[1] [2]。还使用了两个能够钳位PWM开关管的最高额定电压的循环二极管，它还能够再利用泄漏电感能量，以提高系统效率。这样可以省去主缓冲器，简化电路并降低系统成本。此外，该级采用准谐振模式工作，能够保持PWM开关管在最小漏-源电压导通，这样可在PWM级减少大量的开关损耗。另一方面，这种拓扑具有更宽的输入电压(PFC输出电压)范围，因此，调整PFC输出电压有益于改善PFC级的效率。

在整流级使用一个整流二极管来传导和整流输出电流，然后生成一个至负载的直流输出电压。然而，整流二极管正向导通时会产生正向电压降，该电压降造成了整流损耗并严重影响总体效率。为了进一步减小这种损耗以及由此而产生的发热问题，选择使用一种低导通阻抗(RDS-ON) MOSFET作为有源器件——同步整流器(SR)来完成整流。可以通过SR控制器(例如FAN6204 [3])来完成同步整流MOSFET的驱动和控制。

II. 双管反激拓扑—— 基本工作原理和设计要点

A. PFC级

如前所述，PFC级工作于临界导通模式，因而开关频率会随输出负载的变化而改变。在大负载下，频率降低，而轻负载条件下频率变高。因此，PFC开关管的开关损耗成为整个系统的关键因素，尤其是在轻负载条件下。参看图2，当PFC开关管断开时，PFC开关管的漏极电压升高，该电压被钳位在PFC输出电压，直至升压电感器电流耗尽。

 

 

图2 PFC功率开关管的主要波形

在电感电流泄放至零时，图2中仍然能够看到工作波形，这时PFC开关管的漏极电压开始共振并降低，在达到最低值时，PFC控制器可以使PFC开关管导通，然后再开始一个新的开关周期。如果PFC输出电压设置为低，输入电压亦处于低电平。如果满足如下等式(1)，PFC开关管能够在非常低的漏极电压或者达到ZVS时导通。这对于改善PFC级的效率是非常有益的。

 

  (1)

[p]

 

图3是不同的PFC输出电压设置下得出的PFC级效率。由于开关频率高，通过设置较低的输出电压，可以改善轻负载期间的PFC级的开关效率。在图3中可以清楚地看到20W输出功率的结果：通过降低PFC输出电压，可以得到超过4%的效率提升。

 

 

图3 115VAC下不同PFC输出电压下PFC级的效率比较

B. PWM级

在本文的PWM级中，使用双管反激转换器作为主DC/DC转换器，在适配器中产生稳定的直流输出电压。图4(A)和(B)所示为该转换器的简化线路及其详细的关键波形图。通过使用准谐振控制器(例如：FAN6920 [1])，可以在最低的漏源电平来导通PWM开关管，因为当PWM变压器电流泄放至零，PWM开关管的漏 – 源电容与变压器电感发生谐振，开关的漏 – 源电压谐振并降低。控制器检测到电压达到谷底，则将PWM开关管导通。在PWM开关管断开过程中，漏 – 源电压为次级绕组的反射加输入电压，如下式表示：

 

(2)

 

 

 

(A) 双管反激

 

 

(B) 双管反激的主要波形图

参见图4 (C)，在断开周期的开始，变压器的漏感在PWM开关上产生电压峰值，使漏极电压升至VIN电压，然后钳位在该电平。因此，在PWM开关管导通过程中储存的漏感能量可以通过两个途径释放。一是释放给PWM漏 – 源电容，进行充电并由该电压将漏极电压提高至VIN( 参见等式2)。通过两个循环二极管D1和D2释放和循环至VIN。所以变压器的匝数比和VIN电平(PFC输出电压)会影响循环周期和百分比。

 

 

(C) PWM开关管断开时放大的波形图

图4 双管反激转换器及其主要波形图

[p]

C. PWM变压器的匝数比考虑因素

比较不同的匝数比并观察其对PWM级的影响情况。图5 (A)和(B)为不同匝数比(N=11和12)情况下，低侧PWM开关管的漏 – 源电压测量波形。

图5 (A)和(B)中存在几种不同的系统表现情况。设置更高的匝数比可以获得更多的深谷底切换，这有利于减小PWM开关管的损耗。另一点就是提高匝数比可以使得循环周期变得更长。测量的波形存在着明显的不同。匝数比越高，可以循环利用更多的漏感能量，而不是将能量浪费在为PWM开关管的漏 – 源电容充电。图5(C) 显示不同匝数比情况下流过二极管D1和D2的循环电流。

 

 

(A) 匝数比=11

 

 

(B) 匝数比=12

 

 

(C) 匝数比为11和12时的循环电流。

图5 双管反激拓扑的测量波形

另一点，提高匝数比后，次级均方根电流会增大。根据各种应用情况，应予以考虑并在PWM开关管损耗和次级整流损耗之间进行优化。

由于循环二极管的问题，这种PWM拓扑的使用存在一些局限。在PWM开关管断开期间，主绕组上的电压被钳位在VIN。如果次级绕组电压低于输出电压目标值(VIN/N < VO)，输出电压将下降并钳位在VIN/N，在关断周期内，储存在变压器内的大部分能量释放至VIN。这样，在VIN电压被充电恢复至高于N×VO之前，会引起输出电压失控的情况。所以在PWM开关管的关断周期内，要使VLP电压小于VIN电压(不含电压峰值)。

D. PWM级绿色工作模式

“能源之星”外置电源(ENERGY STAR EPS)2.0版已经发布，并已在2008年11月生效。表1给出了能源之星对不同额定功率的详细规定。为了满足要求，多年前就已经开发和使用绿色工作模式。尤其是反激转换器，这是一种受欢迎的拓扑，在消费产品电源和小于100W的电源中得到广泛应用。对于反激转换器，绿色工作模式能够有效降低控制器的工作电流、系统功耗并改善轻负载效率。然而，双管反激转换器也能够利用这些绿色技术使系统受益。

表 1 无负载条件下的能耗标准 (EPS v2.0)

标称输出功率 (Pno)	无负载条件下的最大功率
	Ac-Ac (EPS v2.0)	Ac-Dc (EPS v2.0)
0 至 < 50 W	≦ 0.5 W	≦ 0.3 W
≧ 50 至 ≦ 250 W	≦ 0.5 W	≦ 0.5 W

图6所示为FAN6920的反馈电压(VFB)对比最小PWM关断时间(TOFF-MIN)的特性曲线。在轻负载或输出负载降低期间，PWM关断时间将随VFB延长。这意味着PWM开关管频率会降低。此外，控制器将使PFC级采用绿色模式工作，以进一步降低PFC功率器件电路的工作电流和损耗。另外，PWM级仍然具有谷底导通特性，以使开关管损耗达到最低。因此，电源系统能够在各种负载(例如：25%、50%、75%负载)条件下达到更高的效率。

 

 

图6 反馈电压(VFB) 对比TOFF-MIN的曲线

[p]

I. 整流级

比较肖特基二极管(FYP2006DN) [4] 和MOSFET (FDP5800) [5]，在相同的导通电流下，可计算出大约有0.6V左右的正向电压差异(参见图7和图8)。因为正向电压降取决于它的导通电流，由于整流二极管是无源元件，很容易在电源系统中实现，而同步整流则需要额外的定时驱动线路。

 

 

图7 肖特基二极管的特性曲线(FYP2006DN，左)和漏极电流对比源 - 漏导通电阻RDS(ON). (FDP5800，右)的曲线

III. 实验：90W/19V小型适配器

选择一种90W/19V小型适配器(参见图10)进行实验，验证可行性并显示性能。如表2所示，采用绿色工作模式，能够满足能源之星EPS 2.0版本(ENERGY STAR EPS version 2.0)的无负载功耗要求，输入功率低于200mW。此外，图11和图12是90W双管QR反激和90W单开关管QR反激拓扑之间的效率比较，双管QR反激的效率高于单开关管QR反激的效率，平均效率超过90%(包含输出电缆)。

 

 

图10 一种90W/19V小型适配器

表 2 无负载和轻负载条件下的功耗 (90W/19V)

 

交流输入电压	无负载条件下的最大输入功率	Po=0.25W
115VAC	0.186W	0.482
230VAC	0.195W	0.486

 

 

 

 

 

 

图11 双管准谐振反激和单管准谐振反激之间的效率比较(90W/19V小型适配器，包含输出电缆AWG18-1.2m)

IV. 结论

与单开关管反激拓扑相比，双管反激拓扑的效率优于单开关管反激，初级端开关管处的电压应力小，没有缓冲电路。相比LLC拓扑，双管反激拓扑易于设计并便于量产，设计时间更短并且在轻负载条件下具有更高的效率。双管准谐振反激拓扑具有低待机功耗，有助于整个系统通过EuP 2.0规范(待机功耗<0.5W)。所以，双管准谐振反激拓扑是未来高效率、小体积应用的理想解决方案。