一种大升压比四端组合DC/DC变换器分析与仿真

摘要：提出一种Boost、Buck－Boost四端组合升压DC/DC变换拓扑结构；从理论上证明其升压比（增益）是Boost变换器的（1＋D）倍。仿真结果表明，该电路具有结构简单、控制方便的优点；并可实现无纹波传递。对于中小功率电源有较好的应用前景。

关键词：Boost变换器升压比Buck－Boost变换器

1引言

　　BoostDC/DC变换器电路以其固有的升压特性和电路拓扑的简单而受到重视，并得到越来越多的使用。在许多场合都要求在低输入电压的情况下，输出尽可能高的直流电压。传统的BoostDC/DC变换器只具有（D：占空比）的升压比，因此有时不得不采用附加电路的方法来获得更高的升压比[1]。本文提出一种电路结构简单、控制方便的四端组合式升压DC/DC变换器，理论上它具有的升压比。同时，本文对其进行了分析和仿真。

2原理概述

　　主电路如图1所示，其中负载RO左侧为一BoostDC/DC变换器，右侧为一Buck－BoostDC/DC变换器，因此当电路工作于连续导通模式（CCM）时，

图1

图2

　　式中：D=Ton/T,见图2，可见与传统的BoostDC/DC变换器相比，本电路具有更高的升压比，且电路是一个四端结构。

3主要参数分析

　　为了分析方便，作如下假设：①元器件是理想的;②输出电压UO无纹波。在图1所示的主电路中V1、V2代表高频开关管，VD1、VD2是续流二极管。V1、V2的驱动信号相同，电路工作于两种状态：

图3

　　（1）t0－t1时段。V1、V2同时导通，等效电路如图3所示，这时Ui分别加在L1、L2两端，故iL1、iL2线性上升，电感L1、L2贮存能量，

同时由于开关管V1、V2导通，VD1、VD2受反压而截止，因此C1、C2放电释放能量，给负载提供工作电流，U1（正值）下降，U2（负值）上升。

　　（2）t1－t2时段。V1、V2同时关断，等效电路如图4所示，这时，由于L1、L2的电流iL1、iL2不能突变，故VD1、VD2导通续流；同时C1、C2分别被充电而贮能，U1（正值）上升、U2（负值）下降。L1、L2释放在Ton期间贮存的能量，所以iL1、iL2线性下降。忽略二极管压降，L1、L2两端分别加有－（U1－Ui）和－U2的电压，

图4

由式（8）及（9）可得输出电压为：即升压比，可见该电路的升压比是传统Boost电路的1＋D倍。具体工作波形如图5所示。

图5 [p]

　　（3）零纹波的实现。由图5及图3可知在V1、V2导通期间有下式成立：

UL1=Ui(11)

UL2=Ui(12)

同理，由图5及图4可知在V1、V2关断期间有下式成立：UL1=－(U1－Ui)(13)

UL2=－U2(14)

综合式（11）、（12）、（15）、（16）可知，不论在开关管导通期间，还是截止期间，电感L1、L2上的电压UL1、UL2都相同；因此可以用一个集成耦合电感器代替L1、L2，从而实现零纹波工作。具体推证详见文献[3][4]。

4仿真结果

　　为了检验理论分析的正确性，应用PSPICE电路仿真软件对电路进行了仿真分析，仿真波形如图6及图7所示。其中Ui=48V、L1=L2=1000μH、C1=C2=100μF、RO=30Ω、开关频率f=20kHz、D=0．7。

图6为负载及电容的电压波形

图7为局部细图。

5结论

本文从理论和仿真两个方面对该电路进行了分析、验证，表明该电路具有可行性。相对于传统的BoostDC/DC变换器而言，该电路具有更大的升压比，可达；并且两个开关管驱动信号一致，不存在死区问题，控制方便。由于负载RO跨接在电容C1、C2两端，因此增大C1、C2的值可明显减小输出电压UO的纹波，从而可免去滤波器的设计，并推证了该电路可实现零纹波输出。所以，该电路可应用于中小功率电源，适用于体积要求比较小的情况，从而实现电源的小型化。