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一种新型单级功率因数校正（PFC）变换器
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摘要：提出了一种新型的功率因数校正单元（flyback＋boost单元）。这种功率因数单元具有两种工作状态，反激变换器状态和boost电感状态。基于这种PFC单元，得到了一种新型的单级功率因数校正变换器，实验结果证明这种变换器不仅可以得到很高的功率因数，而且可以自动限制储能电容上的电压。
关键词：单级功率因数校正；flyback＋boost单元；变换器
1 引言
为了减少对交流电网的谐波污染，国际上推出了一些限制电流谐波的标准，如IEC1000-3-2，它要求开关电源必须采取措施降低电流谐波含量。
为了使输入电流谐波满足要求，必须加入功率因数校正（PFC）。目前应用得最广泛的是PFC级＋DC/DC级的两级方案，它们有各自的开关器件和控制电路。这种方案能够获得很好的性能，但它的缺点是电路复杂，成本也高。
近年来，提出了很多单级功率因数校正AC/DC变换器[1－3]，特别是在小功率应用场合。在单级PFC变换器中，PFC级和DC/DC级共用一个开关管和一套控制电路，同时实现对输入电流和输出电压的调节，它的优点是电路简单，成本低。然而，这些变换器也存在着不少缺点，如效率低，不适用于大功率应用，储能电容电压变化大等。这些缺点限制了单级PFC变换器的应用。
本文提出了一种新型的单级功率因数校正单元（flyback＋boost单元）。通过控制flyback＋boost单元工作在不连续导电模式，使得输入电流自动跟随输入电压，实现功率因数校正，并且自动限制中间储能电容上的电压。基于这种单元，得到了一种新型的单级功率因数变换器。实验证明这是一种很好的单级PFC变换器。
2 基于flyback＋boost单元的单级功率因数校正AC/DC变换器
2.1 flyback＋boost单元的工作状态
本文提出的新型单级功率因数校正变换器如图1所示。
图1 带flyback＋boost单元的单级PFC变换器
当工作在不连续导电模式（DCM）下，flyback＋boost单元的工作状态可以概括为两种状态，即反激变换器状态和boost电感状态。
1)反激变换器状态当| v in( t )|<( v c1－ n 1 V o)〔式中 v in( t )表示交流输入电压瞬时值， v c1表示中间储能电容的电压， n 1表示变压器T1的变比〕期间，T1工作在一般的反激变换器状态。在一个开关周期内，当S1开通时， L 1(表示T1的初级电感)经D5充电，储存能量；当S1关断时，由于|vin(t)|<(vc1－ n 1 V o)，D6不能导通，储存在T1中的能量全部传递到输出端。可见，在| v in( t )|<( v c1－ n 1 V o)期间，flyback＋boost单元的工作原理与反激变换器一样。
2）boost电感状态当| v in( t )|>( v c1－ n 1 V o)期间，T1相当于一个boost电感。在一个开关周期内，当S1开通时， L 1经D5充电储能；当S1关断时，由于| v in( t )|>( v c1－ n 1 V o)，D6导通，储存在T1上的能量向 C 1充电，其工作方式与一般的boost电感型单级PFC变换器一样。
两个工作状态的工作波形如图2所示。
图2 flyback＋boost单元的两个状态
这种新型的单级PFC变换器具有一个显著的优点，那就是能够自动限制中间储能电容上的电压。因为，当PFC单元处于反激变换器状态时，反激变换器副边反馈到原边的电压加上输入电压之和为（| v in( t )|＋ V o· n 1），只有当（| v in( t )|＋ V o· n 1）> v c1时， C 1才会被充电，此时PFC单元进入boost电感状态，所以，储能电容上的电压最终被限制在（ V in(peak)＋ V o· n 1）。
2.2 变换器的工作原理
因为PFC单元具有两种工作状态，以下将分别介绍在这两种工作状态下变换器的工作原理。
1）当PFC单元工作于反激变换器状态时，在一个开关周期内，变换器经历了三个工作状态，电路中主要电流波形如图3所示。
图3 Flyback状态电路中电流波形 [p]
状态1[ t 0， t 1]S1导通，D5导通，D6，D7反向关断，流过 L 1的电流线性增加。同时D8导通， C 1的能量通过T2释放。流过 L 1的电流为
i
in(
t
)=
(
t
－
t
0)（1）
式中： V in(peak)为交流输入电压的峰值；
ω 为交流输入电压的角频率。
状态2[ t 1， t 2]在 t 1时刻，S1关断，D8关断，D9续流导通。D5关断，D6也关断。此时D7导通，储存在T1上的能量传递到输出端，直到 t 2时刻，T1的能量完全释放。
状态3[ t 2， t 3]在 t 2时刻，D7自然关断。此时S1，D5，D6，D8也关断，D-续流导通，直到S1重新导通。
从以上分析可以知道，经过整流桥后的输入电流 i in是一个三角波，在一个开关周期内平均输入电流 I in(avg)可表示为
I
in(avg)=
D
2
T
s（2）
式中： T s为变换器的开关周期；
D 为占空比。
2）当PFC单元工作于boost电感状态时，在一个开关周期内，变换器也经历了三个工作状态，主要电流波形如图4所示。
图4 Boost状态电路中电流波形
状态1[ t 0， t 1]S1导通，D5和D8导通，D6，D7反向关断，工作过程与上述的状态1相同。
状态2[ t 1， t 2]在 t 1时刻，S1关断。D8关断，D9续流导通。D5，D7关断。此时D6导通， V in和 L 1通过D6给 C 1充电，直到 t 2时刻， L 1的能量完全释放。
状态3[ t 2， t 3]在 t 2时刻，D6自然关断。此时S1，D5，D7，D8也关断，D9续流导通，直到S1重新导通。
当状态1结束时，电感 L 1的电流为
i
in(
t
1)=
DT
s（3）
在状态2期间有
vc1－
=L1
（4）
式中：D21为[ t 1， t 2]时间段续流的占空比。
在一个开关周期内，平均输入电流 I in(avg)为
I
in(avg)=
iin(
t
1)(
D
＋
D
21)=
（5）
由式（2）及式（5）可知，无论flyboost＋boost单元处于反激变换器状态或着boost电感状态，变换器都能实现功率因数校正。
3 实验结果
根据图1建立了实验电路，设计参数为
输入 AC 170～230V；
输出 16V/7.5A；
频率 120kHz；
电路主要参数 L 1=54.02μH， n 1=4.75。
通过实验得到波形如图5所示。在满载时变换器的功率因数达到0.976，中间储能电容上的电压自动限制在380V。
(a)flyback＋boost单元处于反激变换器状态时输入电流波形 [p]
(b)flyback＋boost单元处于boost电感状态时输入电流波形
(c)输入电压与平均输入电流
图5 实验波形
4 结语
本文提出了一种基于flyback＋boost单元的新型单级功率因数校正AC/DC变换器。这种变换器具有以下优点：
1)自动限制中间储能电容上的电压；
2)通过控制flyback＋boost单元的两种状态都工作于DCM模式下，获得了很高的功率因数。
通过实验，证明这是一种很好的单级PFC变换器。
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