改进型全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换器

摘要：介绍了一种能在全负载范围内实现零电压开关的改进型全桥移相ZVS－PWM DC/DC变换器。在分析其开关过程的基础上，得出了实现全负载范围内零电压开关的条件，并将其应用于一台48V/6V的DC/DC变换器。

关键词：全桥DC/DC变换器；零电压开关；死区时间

0    引言

    移相控制的全桥PWM变换器是在中大功率DC/DC变换电路中最常用的电路拓扑形式之一。移相PWM控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感作为谐振元件，使开关管达到零电压开通和关断。从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。同时保持了电路拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定、元器件的电压和电流应力小等一系列优点。

    移相控制的全桥PWM变换器存在一个主要缺点是，滞后臂开关管在轻载下难以实现零电压开关，使得它不适合负载范围变化大的场合[1]。电路不能实现零电压开关时，将产生以下几个后果：

    1）由于开关损耗的存在，需要增加散热器的体积；

    2）开关管开通时存在很大的d i /d t ，将会造成大的EMI；

    3）由于副边二极管的反向恢复，高频变压器副边漏感上的电流瞬变作用，在二极管上产生电压过冲和振荡，所以，在实际应用中须在副边二极管上加入 R － C 吸收。

    针对上述问题，常见的解决方法是在变压器原边串接一个饱和电感 L _s，扩大变换器的零电压开关范围[2][3]。但是，采用这一方法后，电路仍不能达到全工作范围的零电压开关。而且，由于饱和电感在实际应用中不可能具有理想的饱和特性，这将会导致：

    1）增加电路环流，从而增加变换器的导通损耗；

    2）加重了副边电压占空比丢失，从而增加原边电流及副边二极管电压应力；

    3）饱和电感以很高的频率在正负饱和值之间切换，磁芯的损耗会很大，发热严重。

    改进型全桥移相ZVS-PWMDC/DC变换器是针对上述缺点所提出的一种电路拓扑[4][5][6]。它通过在电路中增加辅助支路，使开关管能在全部负载范围内达到零电压开关，它在小功率（<3kW）电路中具有明显的优越性。由于在移相控制的全桥PWM变换器中，超前臂ZVS的实现相对比较简单，所以本文将不分析超前臂的开关过程，而着重分析滞后臂在增加了辅助支路以后的开关过程及其实现ZVS的条件。

1    改进型全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换器

1.1    电路拓扑

    图1所示是一种改进型全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换器，与基本的全桥移相PWM变换器相比，它只在滞后臂增加了由电感Lrx及电容Crx两个元件组成的一个辅助支路。

图1    电路拓扑

    在由 L _rx及 C _rx组成的辅助谐振支路中，电容 C _rx足够大，其上电压 V_{C rx}应满足

    V_{C rx}≈ V _in（1）

则电感 L _rx上得到的是一个占空比为50％的正负半周对称的交流方波电压，其幅值为 V _in/2。电感上的电流峰值 I_{L rx(max)}为

    I_{L rx(max)}=（2）

式中： V _in为输入直流电压；

      T _s为开关周期。

    电路采用移相控制方式，它的主电路工作原理也和基本的全桥PWM变换器完全一样。而辅助支路的存在，可以保证滞后臂开关管在全部负载范围内的零电压开通和关断。

1.2    电路运行过程分析

    由于移相控制的全桥PWM电路在很多文献上已经有了详细的探讨，所以本文不具体地分析其工作过程，只讨论滞后臂开关管的开关过程及其达到零电压开关的条件。为了便于分析，假设：

    ——所有功率开关管及二极管均为理想器件；

    ——所有电感及电容均为理想元件；

    ——考虑功率开关管输出结电容的非线性，有 C ₁= C ₂= C ₃= C ₄=（4/3） C _oss，并记 C ₃＋ C ₄= C ；

    ——考虑变压器的漏感 L _lk；

    ——由于电感 L _rx及电容 C _rx足够大，可以认为电感 L _rx上电流 i_{L rx}在死区 t _d内保持不变。

    1） t ₀时刻之前

    在 t ₀时刻之前，如图2所示，变压器原边二极管D₁，开关管S₃，变压器副边二极管D₅处于导通状态，变压器原边电流ip通过二极管D₁和开关管S₃流通，并在输出电压 nV _o的作用下线性下降，电路处于环流状态，实际电流方向与电流参考方向相反。在 t ₀时刻，变压器原边电流 i _p( t ₀)为

    i _p( t ₀)==－ I ₁（3）

式中： I ₁是副边输出滤波电感 L _f电流最小值反射到原边的电流值，显然， I ₁的大小取决于负载情况。

图2    电路主要波形（死区时间被放大）

图中下标（Ⅰ）： i _p( t _d)≤ I ₁时，（Ⅱ）： i _p( t )= I ₁（ t ≤ t _d时）

    此时，辅助支路电感 L _rx上电流 I_{L rx}( t ₀)为

    i_{L rx}( t ₀)= I_{L rx(max)}（4）

    2） t ₀～ t ₁时间段

    在 t ₀时刻，开关管S₃在电容 C ₃及 C ₄的作用下零电压关断。从 t ₀时刻开始，电路开始发生 LC 谐振，使 C ₃充电， C ₄放电，此阶段等效电路如图3所示，其中 C 为 C ₃与 C ₄的并联，变压器原边电压及电流为 v _p和 i _p，电容 C 上的电压及电流为 v _c和 i _c。在这时间段分别为

图3     t ₀～ t ₁时间段电路等效拓扑

    v _p= L _lk（5）

    i _c= C （6）

    v _p＋ v _c= V _in（7）

    i _p－ i _c= I_{L rx(max)}（8）

    初始条件为

    i _p( t ₀)=－ I ₁， v _c( t ₀)= V _in

    解方程式，并代入初始条件可得

    i _p=－( I_{L rx(max)}＋ I ₁)cos ωt ＋ I_{L rx(max)}（9）

    v _p=( I_{L rx(max)}＋ I ₁)sin ωt （10）

    v _c= V _in－( I_{L rx(max)}＋ I ₁)sin ωt （11）

    i _c=－( I_{L rx(max)}＋ I ₁)cos ωt （12）

式中： ω =1/为谐振角频率。

    这一谐振过程直到 t ₁时刻，电容 C ₄上的电压谐振到零，二极管D₄自然导通，这一过程结束。这一时间段长度为

    t ₁=arcsin（13） [p]

此时

    i _p( t ₁)=－( I_{L rx(max)}＋ I ₁)cos ωt ₁＋ I_{L rx(max)}= I ₂（14）

    3） t ₁～ t _d时间段

    在 t ₁时刻，D₄导通，变压器原边电流 i _p在输入电压 V _in作用下线性上升。此阶段等效电路如图4所示。在这时间段有

    v _p= V _in（15）

    i _p= I ₂＋( t － t ₁)（16）

图4     t ₁～ t _d时间段电路等效拓扑

此过程可分为以下两种情况。

    （1）在死区 t _d结束时， i _p( t _d)≤ I ₁，则在 t _d时刻，原边电流为

    i _p( t _d)= I ₂＋( t _d－ t ₁)（17）

    （2）设在 t ₂时刻（ t ₂< t _d）， i _p( t ₂)= I ₁，则在时刻 t ₂，这一过程结束。此后保持

    i _p( t )= I ₁( t ₂<= t <= t _d)（18）

    原边通过变压器向副边提供能量。在 t _d时刻，原边电流为

    i _p( t _d)= I ₁（19）

    开关管S₄实现零电压开通的条件是在 t _d时刻，开关管S₄上电压为零，即 v _c( t _d)=0，必须满足

    i _p( t _d)<= I_{L rx(max)}（20）

    4） t _d时刻之后

    在 t _d时刻，开关管S₄开通，由于此时二极管D₄处于导通状态，开关管两端的电压被箝位在零，所以开关管S_{4实现了零电压开通。}

1.3    参数设计

    由于实际电路中 I_{L rx(max)}足够大，谐振过程（ t ₀～ t ₁）很快就完成了。电路实现ZVS的条件可以近似为

    1）在 t _d<=2 I ₁时，

    I_{L rx(max)}>= t _d－ I ₁＋ I _x（21）

    2）在 t _d>2 I ₁时，

    I_{L rx(max)}>= I ₁＋ I _x（22）

式中： t _d为死区时间；

      I _x为满足在死区时间内完成S₃充电，S₄放电所需要的最小电流。

    I _x=（23）

可见，只要在

    I ₁( t )=（24）

时，电路能满足ZVS条件，那么电路在全部负载范围内都能实现ZVS。

    根据以上分析，满足滞后臂在全部负载范围都能实现ZVS的条件为

    I_{L rx(max)}>- I ₁( t )＋ I _x（25）

则辅助支路电感 L _rx为

    L _rx<=疲26）

假设在整个工作过程中电容 C _rx电压变化不超过5％输入电压 V _in，则有

    C _rx>=牛27）

2    实验结果

    利用以上分析应用于一48V/6V实验电路，该电路的主要数据为：

    1）输入直流电压 V _in=48V；

    2）输出直流电压 V _o=6V；

    3）满载输出电流 I _o(max)=40A；

    4）主电路开关频率 f _s=50kHz；

    5）死区时间 t _d=200ns；

    6）变压器变比 n =10∶2；

    7）变压器漏感 L _lk=2.2μH；

    8）主开关管采用IRF530，输出结电容 C _oss=215pF。

    根据以上分析，利用式（23）～式（27），辅助谐振支路的参数为

    L _rx=50μH， C _rx=5μH

    图5，图6及图7是该实验电路滞后臂在开关过程中的开关管电压 v _DS和驱动电压 v _GS的实验波形。由图可见，开关管在全部负载范围内实现了零电压开关。

图5    空载状态滞后臂下管实验波形（ I _o=0.05A）

图6    临界状态滞后臂下管实验波形( I _o=12.5A)

图7    满载状态滞后臂下管实验波形( I _o=40A)

3    结语

    本文所讨论的改进型全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换器不仅保持了全桥移相PWM电路拓扑结构简洁、控制方式简单的优点，而且保证了滞后臂在全负载范围内实现零电压开关。同时，辅助支路是无源的，容易实现且基本上不影响变换器的可靠性。