一种两相ZVT—PWMDC/DC变换器的分析与设计

1引言

近几年来，随着软开关技术在DC/DC变换器中的应用日趋成熟，变换器的工作频率提高了，磁性元件以及电容的体积减小了，变换器的功率密度也随之提高了。自80年代初美国VPEC(VirginiaPowerElectronicCenter)的李泽元教授提出了软开关技术的概念后，软开关技术在DC/DC变换器中的应用已分别经历了谐振开关阶段、准谐振阶段以及软开关PWM阶段。其中前两个阶段共有的两大缺陷是：

(1)谐振元件处于功率传输的主电路中，使得开关器件的电压、电流应力增大；

(2)输出电压与开关频率有关，必须采用调频控制，因此不利于输入、输出滤波器的设计。

零过渡PWM技术出现后，受到人们广泛的重视。零过渡PWM变换器的主要优点是：

(1)保留了PWM技术的优点，实现了恒频控制；

(2)谐振元件与主开关并联，不参与功率传输，因此使主开关的电压、电流应力大大减小了；

(3)与以往的软开关变换器相比，能实现零开关条件的电源电压、负载变化范围更宽。

文献1提出的两相ZVT(Zero睼oltage睺ransition)PWMDC/DC变换器是多相技术与零电压过渡PWM技术相结合的产物。由于使用了多相技术，减少了输出电流的纹波，相对地增大了输出功率。该电路的主开关是零电压开通的，主续流二极管是零电流关断的。

本文针对两相ZVT睵WMBuck变换器拓扑结构的特点和工作原理，推导了电压变换比、主开关零电压开通条件等公式，并给出了辅助谐振电路元件参数选取的依据。仿真和实验结果验证了推导的正确性和参数设计的可行性。

2新型两相ZVT睵WM变换器的拓扑结构及

工作原理

图1所示为此变换器的拓扑结构。对这种Buck型两相ZVT睵WM变换器而言，当一个主续流二极管导通时，辅助电路开始工作，为相应相的开关器件提供零电压开通条件。为了使辅助电路有高的工作效率，当辅助电路开始工作时，某一相的有源开关应该处于导通状态。换句话说，占空比D应大于05。否则，如图1中所示的辅助电路处理的功率约为D>05时的两倍，因而增大了辅助电路的损耗。因此，这种两相ZVT睵WM变换器适用于需要电压变换比高于05的场合。图2所示为该电路在D>05时的主要波形。鉴于以上原因，以下主要对D>05时的工作原理以及电路特性做详细的分析。

图1两相ZVT睵WMBuck变换器

D>05时，两相ZVT睵WMBuck变换器的工作原理如下：t0时刻，主开关S1关断，谐振电容C1以I01大小的电流放电，使谐振电容C1上的电压线性下降。t1时刻，主续流二极管D1两端电压vD1降到0，D1开始续流。t2～t3阶段，谐振电流线性上升阶段。t2时刻，辅助开关Sr开通，谐振电流iLr流经Dr1，并以Vs/Lr的斜率增大。t3时刻，iLr开始大于I01，主续流二极管D1断开，谐振电感Lr与谐振电容C1开始谐振。谐振电容C1两端的电压以正弦规律上升，直到上升到Vs，被主开关S1的反并联二极管钳位在Vs，为主开关S1创造零电压开通的条件。t4～t5恒流阶段，由于谐振电感Lr两端的电压被主开关S1的反并联二极管钳位为零，因此谐振电感Lr中的电流保持恒定。在此阶段中的任意时刻开通主开关即为零电压开通。但在辅助开关关断且谐振电感电流下降到I01之前，主开关中并没有电流流过。t5时刻，辅助开关关断，辅助回路续流二极管Dr导通，谐振电感电流开始下降，直到下降到负载电流I01时，主开关S1中才开始有电流流过。t6时刻，主开关S1的电流由零开始线性上升，谐振电感Lr中的电流继续线性下降，直到t7时刻下降到零。在t7～t8阶段，由主开关S1和S2同时为负载提供能量。

3电路主要特性

假设电路元件均为理想元件，且输出滤波电感LO1、LO2足够大，可近似看为恒流源。但在实际的电路中输出电流难免有纹波，这样IO就会有一部分电流被CO分流，因此设流过负载电阻RO的电流IRO=IO×p（0<p<1）。

31电压变换比根据电感在稳态时的伏—秒平衡特性（VLdt=0），可推导出D>05时该变换器的电压变换比M为：M=(1)

式中：F=fr/fs；

RO为负载电阻；Zr=，为谐振特征阻抗；

ta＊=ta·fr=ta/Tr。其中：fr=1/Tr=1/2π；

fs=1/Ts为开关频率；

ta的含义如图2中所示。

当D≤05时，电压变换比可近似地用下式表示：(推导从略)(2)

式中：Taux为辅助开关的导通时间。

32主开关零电压开通的条件

为了能使主开关在零电压条件下开通，谐振电容的电压需在主开关开通信号到来时上升到Vs，即辅助开关需提前主开关一定的时间导通，为主开关创造零电压开通条件。TL≥Δt3＋Δt4=(3)

图2D>05时的主要波形  [p]

式中：TL为辅助开关超前于主开关S1开通的时间，Δt3=t3－Δt2，Δt4=t4－t3(如图2所示)。

将其归一化，得（4）式中：为辅助开关提前于主开关开通时间的归一化临界值。

当D≤05时，使主开关零电压开通的条件是TL≥(5)

将其归一化，得(6)

4控制电路的实现

图3为该变换器控制电路的原理图。两相ZVT睵WMBuck变换器两个主开关的驱动信号相位相差180°，用两路幅值相等、相位相反的三角波正好可以实现这种关系。图3中的三角波发生器输出两路幅值相等相位相反的三角波1、2，它们分别与控制电压U＊比较产生两个主开关的控制信号，再将1、2路三角波与U＊＋ΔU(ΔU用来产生辅助开关控制信号中超前主开关的部分TL）比较，经单稳电路和与门产生辅助开关的控制信号。

5参数设计由于；，所以对于该变换器而言，一旦选定了Zr、F，也就确定了谐振参数Lr、Cr（C1）。

对于该变换器的设计应以使M的可调范围尽可能地大；M的线性度尽可能地好；辅助开关的电流应力尽可能地小；开关器件的损耗尽可能地小为优化目标。

图3控制电路原理图

图4F、Zr对D睲曲线的影响(a)随F变化的D睲曲线(b)随Zr变化的D睲曲线

图5随F变化的D—TLmin曲线  [p]

图6根据仿真结果拟合成的Zr睩沧芩鸷那面

图7主开关C睧电压(上)与谐振电感电流(下)波形

图4所示为F、Zr对该变换器D睲曲线的影响(fs=35kHz)。其中图4(a)所示的一族曲线是一族自上而下F由小变大的D睲曲线。可见，F越大，M的可调范围越大。从这个角度考虑，F应适当地大。图4(b)是一族自上而下Zr由小变大的D睲曲线。可见，Zr越大，M的可调范围越大，同时Zr大于某个值后对M的线性度以及M的可调范围的影响就不是很明显了。同时从减小谐振电感电流峰值的角度出发，Zr也应适当地大。

图5为自上而下F由小变大时的一族D睺Lmin曲线。可以看出，F越大，为主开关提供零电压开关条件所需辅助开关超前主开关S1开通的时间也就越短，这样就允许占空比的可调范围更大。

根据实验样机的设计指标，做一系列仿真。所得的数据用Matlab拟合成的总损耗曲面如图6所示。

最后综合考虑上述优化指标，选择Zr=100,F=10(即Lr=455μH,Cr=455nF)为实验样机的谐振参数，将其工程化，得到实际的谐振参数为Lr=47μH,Cr=C1=C2=4.7nF。

6实验结果

根据前面的设计，完成了硬件电路的制作和调试。实验电路输入电压Vin=200V，工作频率fs=35kHz，将按照式(3)计算出的TL最小值留有一定裕量后作为实验样机的TL，TL=18μs,实际输出电压Vout=159V,负载电流IRo=616A，输出功率Pout≈980W,电路工作稳定。实验电路的主要波形如图7所示。

由图7中可以看出，谐振电感电流约1μs左右上升到最大值，并保持了一段时间，这说明主开关是零电压开通的，同时也说明根据推导出的主开关零电压开通条件选取的TL是正确的。

7结语

本文介绍了一种更适合于大功率场合的新型两相零过渡PWM变换器，推导了电压变换比的解析表达式，推导了实现零电压开关的条件，并设计了该变换器的控制电路，利用仿真合理地选择电路参数后，通过实验结果证明了推导的正确性和参数选择的可行性。