一种低成本的车载逆变电源

摘要：提出了一种低成本的方波逆变电源的基本原理及制作方法；介绍了驱动电路芯片SG3524和IR2110的使用；设计了驱动和保护电路；给出了输出电压波形的实验结果。 

关键词：逆变器；自举电容；低成本

0    引言

    电源是电子设备的动力部分,是一种通用性很强的电子产品。它在各个行业及日常生活中得到了广泛的应用，其质量的好坏极大地影响着电子设备的可靠性,其转换效率的高低和带负载能力的强弱直接关系着它的应用范围。方波逆变是一种低成本，极为简单的变换方式，它适用于各种整流负载，但是对于变压器的负载的适应不是很好，有较大的噪声。

    本文依据逆变电源的基本原理，利用对现有资料的分析推导,提出了一种方波逆变器的制作方法并加以调试。

1    系统基本原理

    本逆变电源输入端为蓄电池（＋12V，容量90A·h），输出端为工频方波电压（50Hz，310V）。其结构框图如图1所示。

图1    方波逆变器的结构框图

    目前，构成DC/AC逆变的新技术很多，但是考虑到具体的使用条件和成本以及可靠性，本电源仍然采用典型的二级变换，即DC/DC变换和DC/AC逆变。首先由DC/DC变换将DC 12V电压逆变为高频方波，经高频升压变压器升压，再整流滤波得到一个稳定的约320V直流电压；然后再由DC/AC变换以方波逆变的方式，将稳定的直流电压逆变成有效值稍大于220V的方波电压；再经 LC 工频滤波得到有效值为220V的50Hz交流电压，以驱动负载。

2    DC/DC变换

    由于变压器原边电压比较低,为了提高变压器的利用率,降低成本,DC/DC变换如图2所示，采用推挽式电路，原边中心抽头接蓄电池，两端用开关管控制，交替工作，可以提高转换效率。而推挽式电路用的开关器件少,双端工作的变压器的体积比较小,可提高占空比,增大输出功率。

图2    DC/DC变换结构图

    双端工作的方波逆变变压器的铁心面积乘积公式为

    A _e A _c= P _o(1＋ η )/( ηDKjfK _e K _c B _m)（1）

式中： A _e(m²)为铁心横截面积；

      A _c(m²)为铁心的窗口面积；

      P _o为变压器的输出功率；

            η 为转换效率；

            δ 为占空比；

      K 是波形系数；

      j (A/m²)为导线的平均电流密度；

      f 为逆变频率；

      K _e为铁心截面的有效系数；

      K _c为铁心的窗口利用系数；

      B _m为最大磁通量。

    变压器原边的开关管S₁和S₂各采用IRF32055只并联，之所以并联，主要是因为在逆变电源接入负载时，变压器原边的电流相对较大，并联可以分流，可有效地减少开关管的功耗，不至于造成损坏。

    PWM控制电路芯片SG3524，是一种电压型开关电源集成控制器,具有输出限流,开关频率可调,误差放大,脉宽调制比较器和关断电路,其产生PWM方波所需的外围线路很简单。当脚11与脚14并联使用时,输出脉冲的占空比为0～95％,脉冲频率等于振荡器频率的1/2。当脚10（关断端）加高电平时,可实现对输出脉冲的封锁,与外电路适当连接,则可以实现欠压、过流保护功能。利用SG3524内部自带的运算放大器调节其输出的驱动波形的占空比 D ，使 D >50％，然后经过CD4011反向后，得到对管的驱动波形的 D <50％，这样可以保证两组开关管驱动时，有共同的死区时间。

3    DC/AC变换

    如图3所示，DC/AC变换采用单相输出，全桥逆变形式，为减小逆变电源的体积，降低成本，输出使用工频 LC 滤波。由4个IRF740构成桥式逆变电路，IRF740最高耐压400V，电流10A，功耗125W，利用半桥驱动器IR2110提供驱动信号，其输入波形由SG3524提供，同理可调节该SG3524的输出驱动波形的 D <50％，保证逆变的驱动方波有共同的死区时间。

图3    DC/AC逆变电路结构

    IR2110是IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路，可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，同时还具有快速完整的保护功能，因而它可以提高控制系统的可靠性，减少电路的复杂程度。

    IR2110的内部结构和工作原理框图如图4所示。图中HIN和LIN为逆变桥中同一桥臂上下两个功率MOS的驱动脉冲信号输入端。SD为保护信号输入端，当该脚接高电平时，IR2110的输出信号全被封锁，其对应的输出端恒为低电平；而当该脚接低电平时，IR2110的输出信号跟随HIN和LIN而变化，在实际电路里，该端接用户的保护电路的输出。HO和LO是两路驱动信号输出端，驱动同一桥臂的MOSFET。

图4    IR2110的内部结构和工作原理框图 [p]

    IR2110的自举电容选择不好，容易造成芯片损坏或不能正常工作。V_B和V_S之间的电容为自举电容。自举电容电压达到8.3V以上，才能够正常工作，要么采用小容量电容，以提高充电电压，要么直接在V_B和V_S之间提供10～20V的隔离电源，本电路采用了1μF的自举电容。

    为了减少输出谐波，逆变器DC/AC部分一般都采用双极性调制，即逆变桥的对管是高频互补开通和关断的。

4    保护电路设计及调试过程中的一些问题

    保护电路分为欠压保护和过流保护。

    欠压保护电路如图5所示，它监测蓄电池的电压状况，如果蓄电池电压低于预设的10.8V，保护电路开始工作，使控制器SG3524的脚10关断端输出高电平，停止驱动信号输出。

图5    欠压保护电路图

    图5中运算放大器的正向输入端的电压由 R ₁和 R ₃分压得到，而反向输入端的电压由稳压管箝位在＋7.5V，当蓄电池的电压下降超过预定值后，运算放大器开始工作，输出跳转为负，LED灯亮，同时三级管V截止，向SG3524的SD端输出高电平，封锁IR2110的输出驱动信号。

    过流保护电路如图6所示，它监测输出电流状况，预设为1.5A。方波逆变器的输出电流经过采样进入运算放大器的反向输入端，当输出电流大于1.5A后，运算放大器的输出端跳转为负，经过CD4011组成的R-S触发器后，使三级管V₁基级的信号为低电平，三级管截止，向IR2011的SD1端输出高电平，达到保护的目的。

图6    过流保护电路图

    调试过程遇到的一个较为重要的问题是关于IR2110的自举电容的选择。IR2110的上管驱动是采用外部自举电容上电，这就使得驱动电源的路数大大减少，但同时也对V_B和V_C之间的自举电容的选择也有一定的要求。经过试验后，最终采用1μF的电解电容，可以有效地满足自举电压的要求。

5    试验结果及输出波形

    DC/DC变换输出电压稳定在320V，控制开关管的半桥驱动器IR2110开关频率为50Hz，实验的电路波形如图7～图14所示。

图7    IR2110下管的驱动波形

图8    IR2110上管驱动波形

图9    SG3524输出的驱动波形（DC/AC）

图10    SG3524的驱动波形（DC/DC）  [p]

图11    外接整流负载的输出电压波形

图12    外接300Ω电阻负载的输出电压波形

图13    外接500Ω电阻负载的输出电压波形

图14    外接600Ω电阻负载的输出电压波形

6    结语

    在逆变电源的发展方向上，轻量、小型、高效是其所追求的目标。本文所介绍的逆变电源电路主要采用集成化芯片,使得电路结构简单、性能稳定、成本较低。因此,这种电路是一种控制简单、可靠性较高、性能较好的电路。整个逆变电源也因此具有较高的性价比和市场竞争力。