一种低噪高输出电压DC—DC变换器设计

摘要：针对某航天器设备用的130 V高压DC—DC变换器的低噪声要求，采用初级侧隔离的负载端直接反馈控制方式，次级侧采用结合LC低通无源滤波电路和有源滤波电路的两级输出滤波电路设计方法。通过实验，不仅实现了高压DC-DC变换器的低噪声输出，而且通过优化设计，使得两级滤波器的体积较小，可靠性较高，实现了星载应用。
关键词：低噪声；有源滤波；高输出电压；DC—DC变换器

0 引言
    某航天器设备需应用一种输入电压28 V、输出电压130 V的隔离式DC—DC变换器，因为该设备的控制精度要求高，因此对DC—DC变换器的输出噪声有严格的要求。深入分析该设备系统的工作状态，设计影响其正常工作干扰来自于DC—DC变换器的传导干扰，分为差模传导噪声和共模传导噪声。
    DC—DC变换器产生的干扰信号频谱一般在30 MHz以下，属于近场干扰。差模传导噪声中能量最大的一般为DC—DC变换器主开关频率处的频率分量，体现为输出的电压纹波；而共模传导噪声的频率相对要高很多，主要由线路的寄生参数引起，体现为输出的电压尖峰。
    通常DC—DC变换器输出噪声(包括电压尖峰与纹波)为输出电压的1％，对于有特殊要求的DC—DC变换器，可以通过一些关键电路的设计来解决，如滤波电路、开关器件的缓冲网络设计、有源滤波电路的设计、甚至采用软开关技术等。
    由于航天应用的特殊要求，某些地面应用的器件不能在空间应用，例如容量比较大的铝电解电容，由于不是密闭结构，因此不能在空间低气压条件下应用；而且空间应用要考虑失效模式的影响(FMEA)，且不能存在单点失效故障，因此电容器要串并联使用，这样会减小电容器的有效容值，增大等效串联电阻(ESR)和电路设计的难度。

1 总体方案考虑
    该航天器设备用的隔离式DC—DC变换器的主要技术指标见表1所示。

    从表1可以看出：
    (1)母线输入电压范围在25～31 V，属于低压母线；
    (2)输出额定功率52 W，极限功率104 W；
    (3)输出电压为130 V；
    (4)额定输出电流为0．4 A，极限输出电流为0．8 A。
    因此概括起来该DC—DC变换器属于低压母线输入，中等输出功率(电流)的高输出高稳定DC—DC变换器。
    从功率需求、输出噪声以及闭环稳定性方面综合考虑，电路采用负载端直接采样反馈、电流型控制方式的推挽变换拓扑。输出滤波电路采用两级滤波电路。其中第一级采用LC低通滤波器。LC滤波器具有陡峭的频率响应，但是电感器件的非线性、分布电容的影响，使得实际设计的滤波器达不到理论上的性能，因此对于低噪声要求，不能仅采用LC低通滤波器。第二级采用有源滤波器。有源滤波器是利用有源器件(集成放大器、射随器等)组成的无感滤波器，可以组成低通、高通、带通滤波器等。近年来有源电力滤波器(APF)在电力系统智能控制中的应用越来越广泛，是一种新型的动态抑制谐波和补偿无功的电力电子装置，较无源滤波器有更好的适应能力。通过改变其控制策略，能达到治理不同谐波源的要求。因此，对有源电力滤波器的研究已成为一大热点，受到越来越多人的关注。
    LC低通滤波器的截止频率可以设计得较高，用于抑制较高频率的电源噪声。由于截止频率较高，这样滤波电感与电容元件参数值也不会太大，因此所需的滤波电感与电容元件的体积也较小；第二级的有源低通滤波器，用于抑制较低频率的电源噪声。由于采用了有源器件(MOS-FET管)，会对电源效率造成一定影响，从实验结果来看，会使效率降低5％左右。

2 控制模式的选取
    为了使输出电压稳压PWM型开关电源的负反馈控制信号可以是输出电压、输出电流、输入电压(前馈)、输出电感电压以及开关器件峰值电流等。根据反馈控制信号的不同，一般分为电压型和电流型两种开关电源控制类型，其优缺点见表2所示。

    电压型只对输出电压信号进行采样，实现闭环反馈控制，是一种单环控制方式，输出电压采样反馈信号Vf和基准电压信号Vref进行比较得到误差控制信号Ve，与固定锯齿波信号比较后得到脉冲宽度调制信号对开关功率管进行开关控制，实现输出电压稳压控制。
    电流型控制又称峰值电流控制模式，是一种双环控制。输出电压采样反馈信号Vf再与基准电压信号Vref进行比较得到误差控制信号Ve，再与输出电感电流峰值三角波信号进行比较得到PWM控制信号，对开关功率管进行开关控制，实现闭环反馈控制。
    电流型控制是双环控制系统，由开关器件的峰值电流信号反馈的电流环(内环)和输出电压信号反馈的电压环(外环)构成。功率变换部分是由电流环控制的电流源，电压外环控制功率级的电流环。电流内环负责输出电感的动态变化，而电压外环只需控制输出电容。因此峰值电流控制模式要比电压型控制模式有大得多的带宽。
    为了低噪声要求，输出端采用了两级滤波器，为了闭环系统的稳定性，考虑采用电流型控制方式。 [p]

3 主变压器设计
    漏感是指没有耦合到磁芯或其他绕组的可测量电感量。漏感的影响就像一个独立的电感串联在绕组的引线上一样。它是导致功率开关管漏源极、整流二极管两端电压尖峰的原因。这是由于其磁通没有被其他绕组匝链所致。
    对于已经选定的磁芯和计算好的绕组，可以根据式(1)估算漏感：
   
    式中：K1是简单的初级和次级绕组，一般取3，当次级绕组是交错在初级绕组两层之间时，取0．85；Lmt为整根绕线绕在骨架上每匝的平均长度，单位为in；nx为要分析的绕组所包含的匝数；W1为绕组的宽度，单位为in；Tins为绕组的绝缘厚度，单位为in；bw为制作好的变压器所有绕组的厚度，单位为in。
    从式(1)可以看出，对于好的变压器设计来说，主要是要选择中心柱较长的磁芯，可以使得绕组尽量宽；其次把绕组的匝数控制在最小程度，也可以有效地减小漏感，因为匝数和漏感的关系是平方关系；另外绕组之间的耦合好坏对漏感也有较大影响，因此在绕制过程中要尽量使绕组之间耦合紧密。
    由于输出电压较高，次级匝数也较多，例如采用MAG公司RM10的磁芯，次级要26匝，如果按照正常的全波整流方式，漏感引起的电压尖峰会很高，因此在变压器设计上结合输出整流电路，设计优化如下：
    (1)变压器的绕制采用“三明治”式绕法，即初级绕组先绕一半，再绕次级绕组，绕后再将初级绕组剩余的匝数绕完，并将次级绕组包裹在里面，这样漏感最小，原理图如图1所示，变压器绕制如图2所示；

    (2)次级分成两个带中间抽头的绕组，每个绕组13匝(图1中的n3，n4和n5，n6)，且n3，n4和n5，n6这两个带中间抽头的绕组并联绕制，这样耦合效果最好。

4 输出滤波电路的设计
    图1所示的整流滤波电路中，绕组n3和n4经V1和V2以及L1，C1整流输出65左右直流电压，并完成第一级滤波；同样n5和n6经V3和V4以及L2，C2完成同样的功能；R1、C3和V5组成第二级低通有源滤波电路，其中V5串联在输出电路中形成源极跟随器，并通过R1和R2组成的比例器来设置工作点。
    L3和C5，C6组成共模滤波器，主要滤除开关器件的开关尖峰引起的高频共模噪声。
    根据公式(2)计算L1，L2的电感量：
   
    式中：Vo为输出电压，单位为V；T为工作周期，单位为s；Io为额定输出电流，单位为A。 [p]
    输出滤波电容C1，C2依据式(3)计算：
   
    式中：Iout(max)为最大输出电流，单位为A；f为工作频率，单位为Hz；Dmin为最小工作占空系数；Vripple(p-p)为输出纹波电压峰-峰值，单位为V。

5 仿真与实验结果
    输出滤波电路的仿真电路如图3所示，仿真结果如图4所示。第一级LC滤波电路不同的参数组合，可以得到第一级滤波的不同效果，如L1选择1 mH，C1选择50 μF。仿真结果第一级滤波输出电压噪声为68 mV；如果L1改为500μH，C1选择50 μF，则第一级滤波输出电压噪声为800 mV，但可以通过调整第二级有源低通滤波参数，达到最终要求的纹波电压值。电路最终实测结果为16 mV，如图5所示。

    如前所述两级滤波器有一个设置策略问题，如果第一级无源滤波器的截止频率设置太低，则滤波器的体积较大，并且对于空间应用来说，高压滤波电容的选择受到限制，钽电容的容量较大，但最高耐压100 V，考虑降额及避免单点失效的影响，需要3个电容串联使用，这会使得有效电容量降低，ESR成倍增加。因此综合考虑，本文设计的输出具有两级滤波器的隔离式DC—DC变换器将第一级无源滤波器的截止频率设计的较高，而第二级有源滤波的电容一般选取高频特性比较好的陶瓷电容，不但实现低噪输出，而且滤波器的体积较小，所用原器件的应力较小，可靠性较高，可以满足空间应用。