车载逆变电源的设计案例

一、 设计的基本要求

在一些交通运载、野外测控、可移动武器装 备 、工程修理车等设备中都配有不同规格的电 源。通常这些设备工作空间狭小，环境恶劣，干扰 大。因此对电源的设计要求也很高，除了具有良好的电气性能外，还必须具备体积小、重量轻、成本 低、可靠性高、抗干扰强等特点。针对某种移动设 备的特定要求，研制了一种简单实用的车载正弦 波逆变电源，采用 SPWM工作模式，以最简单的硬 件配置和最通用的器件构成整个电路。实验证明， 该电源具有电路简单、成本低、可靠性高等特点， 满足了实际要求。车载逆变器（电源转换器、 Power Inverter ）是一种能够将 DC12V 直流电转换为和市电相同的 AC220V 交流电，供一般电器使用，是一种方便的车用电源转换器。车载电源逆变器在国外市场受到普遍欢迎。在国外因汽车的普及率较高，外出工作或外出旅游即可用逆变器连接蓄电池带动电器及各种工具工作。中国进入 WTO 后，国内市场私人交通工具越来越多，因此，车载逆变器电源作为在移动中使用的直流变交流的转换器，会给你的生活带来很多的方便，是一种常备的车用汽车电子装具用品。通过点烟器输出的车载逆变器可以是 20W 、 40W 、 80W 、 120W 直到 150W ，功率规格的。再大一些功率逆变电源200W，300W，400W，500W，600W，700W，800W，1000W，1500W要通过连接线接到电瓶上。设计汽车逆变电源，提出了一种低成本的方波逆变电源的基本原理及制作方法；介绍了驱动电路芯片 SG3524 和 IR2110的使 用；设计驱动和保护电路；给出输出电压波形的实验结果

本文阐述了要求非常高的车载电源的设计及实验过程中的一些特殊问题的解决措施，提出了一些新颖的观点 。这些观点对以后的电源设计有一定的借鉴作用 。

二、 总体方案的确定

1、总体介绍：

电源是电子设备的动力部分,是一种通用性很强的电子产品。它在各个行业及日常生活中得到了广泛的应用，其质量的好坏极大地影响着电子设备的可靠性,其转换效率的高低和带负载能力的强弱直接关系着它的应用范围。方波逆变是一种低成本，极为简单的变换方式，它适用于各种整流负载，但是对于变压器的负载的适应不是很好，有较大的噪声。在逆变电源的发展方向上，轻量、小型、高效是其所追求的目标。本文所介绍的逆变电源电路主要采用集成化芯片,使得电路结构简单、性能稳定、成本较低。因此,这种电路是一种控制简单、可靠性较高、性能较好的电路。整个逆变电源也因此具有较高的性价比和市场竞争力。要选择专业的正规的工厂生产或经销代理的车载逆变器产品。在国内有些用户为图方便将一些 DC 直流电器如：手机充电器、笔记本电脑等在车上不使用自身配的 220V 电源而配上简易转接器直接插到点烟器上，这样是不对的，汽车的电瓶电压不稳，直接取电可能会烧毁电器很不安全而且会大大影响电器使用寿命，因为原厂家供应的 220V 电源是厂家专为其电器设计的，有极好的稳定性。     另外，在购买时要查看车载逆变器是否有各种保护功能，这样才能保证电瓶和外接电器的安全。还要注意车用逆变器的波形，方波的转换器会造成供电不稳定，可能损伤所使用的电器，所以最好选正弦波或修正正弦波形的最新型的车载逆变器。达到性能要求：

2、经济性好：

通过把12V的蓄电池电源转换为工频使用电源，用于车载内部的电器，是一种简单，廉价的方式。主电路设计中采用了简单的全桥逆变电路，过压过流保护电路，以及几款简单的芯片。经济性能良好，使用方便。就本系统的性能稳定性而言，由于未设计复杂的电路进行干扰的情况。并且输出稳定，价格优良，是一款性价比很高的系统。

三、 具体电路设计

本文依据逆变电源的基本原理，利用对现有资料的分析推导,提出了一种方波逆变器的制作方法并加以调试。

1 、系统基本原理

本逆变电源输入端为蓄电池（＋12V，容量90A·h），输出端为工频方波电压（50Hz，220V）。其结构框图如图1所示。

   如上面的结构框图图1所示：主要包括了DC-AC高频升压逆变转换模块、AC-DC整流模块、逆变桥逆变、欠压保护、过流保护等部分组成，功能完整，结构紧凑。

目前，构成DC/AC逆变的新技术很多，但是考虑到具体的使用条件和成本以及可靠性，本电源仍然采用典型的二级变换，即DC/DC变换和DC/AC逆变。首先由DC/DC变换将DC12V电压逆变为高频方波，经高频升压变压器升压，再整流滤波得到一个稳定的约320V直流电压；然后再由DC/AC变换以方波逆变的方式，将稳定的直流电压逆变成有效值稍大于220V的方波电压；再经LC工频滤波得到有效值为220V的50Hz交流电压，以驱动负载。

2、 DC/DC变换

由于变压器原边电压比较低,为了提高变压器的利用率,降低成本,DC/DC变换如图2所示，采用推挽式电路，原边中心抽头接蓄电池，两端用开关管控制，交替工作，可以提高转换效率。而推挽式电路用的开关器件少,双端工作的变压器的体积比较小,可提高占空比,增大输出功率。

双端工作的方波逆变变压器的铁心面积乘积公式

AeAc=Po(1＋η)/(ηDKjfKeKcBm)    （1）

式中

Ae(m2)为铁心横截面积；

Ac(m2)为铁心的窗口面积；

Po为变压器的输出功率；

η为转换效率；

δ为占空比；

K是波形系数；

j(A/m2)为导线的平均电流密度；

f为逆变频率；

Ke为铁心截面的有效系数；

Kc为铁心的窗口利用系数；

Bm为最大磁通量。

变压器原边的开关管S1和S2各采用IRF32055只并联，之所以并联，主要是因为在逆变电源接入负载时，变压器原边的电流相对较大，并联可以分流，可有效地减少开关管的功耗，不至于造成损坏PWM控制电路芯片SG3524，是一种电压型开关电源集成控制器,具有输出限流,开关频率可调,误差放大,脉宽调制比较器和关断电路,其产生PWM方波所需的外围线路很简单。当脚11与脚14并联使用时,输出脉冲的占空比为0～95％,脉冲频率等于振荡器频率的1/2。当脚10（关断端）加高电平时,可实现对输出脉冲的封锁,与外电路适当连接,则可以实现欠压、过流保护功能。利用SG3524内部自带的运算放大器调节其输出的驱动波形的占空比D，使D>50％，然后经过CD4011反向后，得到对管的驱动波形的D<50％，这样可以保证两组开关管驱动时，有共同的死区时间

3、 DC/AC变换

如图3所示，DC/AC变换采用单相输出，全桥逆变形式，为减小逆变电源的体积，降低成本，输出使用工频LC滤波。由4个IRF740构成桥式逆变电路，IRF740最高耐压400V，电流10A，功耗125W，利用半桥驱动器IR2110提供驱动信号，其输入波形由SG3524提供，同理可调节该SG3524的输出驱动波形的D<50％，保证逆变的驱动方波有共同的死区时间。

     IR2110是IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路，可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，同时还具有快速完整的保护功能，因而它可以提高控制系统的可靠性，减少电路的复杂程度。

IR2110的内部结构和工作原理框图如图4所示。图中HIN和LIN为逆变桥中同一桥臂上下两个功率MOS的驱动脉冲信号输入端。SD为保护信号输入端，当该脚接高电平时，IR2110的输出信号全被封锁，其对应的输出端恒为低电平；而当该脚接低电平时，IR2110的输出信号跟随HIN和LIN而变化，在实际电路里，该端接用户的保护电路的输出。HO和LO是两路驱动信号输出端，驱动同一桥臂的MOSFET

IR2110的自举电容选择不好，容易造成芯片损坏或不能正常工作。VB和VS之间的电容为自举电容。自举电容电压达到8.3V以上，才能够正常工作，要么采用小容量电容，以提高充电电压，要么直接在VB和VS之间提供10～20V的隔离电源，本电路采用了1μF的自举电容。    为了减少输出谐波，逆变器DC/AC部分一般都采用双极性调制，即逆变桥的对管是高频互补通和关断的。

逆变桥部分，采用IGBT作为功率开关管。由于IGBT寄生电容和线路寄生电感的存在，同一桥臂的开关管在开关工作时相互会产生干扰，这种干扰主要体现在开关管门极上。以上管开通对下管门极产生的干扰为例，实际驱动电路及其等效电路如图3所示。实际电路中，IR2110的输出推挽电路,这个电压尖刺幅值随母线电压ＶＢＵＳ和负载电流的增大而增大，可能达到足以导致Ｔ２瞬间误导通的幅值，这时桥臂就会形成直通，造成电路烧毁。

同样地，当Ｔ２开通时，Ｔ１的门极也会有电压尖刺产生。带有门极关断箝位电路的驱动电路通过减小ＲＳ和改善电路布线可以使这个电压尖刺有所降低，但均不能达到可靠防止桥臂直通的要求。门极关断箝位电路针对前面的分析，本文将提出一种门极关断箝位电路，通过在开关管驱动电路中附加这种电路，可以有效地降低上述门极尖刺。门极关断箝位电路由MOSFET管MC1和MC2,MC1门极下拉电阻RC1和MC2门极上拉电阻RC2组成。实际上该电路是由MOSFET构成的两级反相器。当MC1门极为高电平时，MC1导通，MC2因门极为低电平而关断，不影响功率开关管的正常导通；当MC1门极为低电平时，MC1关断，MC2因门极为高电平而饱和导通，从而在功率开关管的门极形成了一个极低阻抗的通路，将功率开关管的门极电压箝位在0V，基本上消除了上文中提到的电压尖刺。

在使用这个电路时，要注意使MC2D、S与功率开关管GE间的连线尽量短，以最大限度地降低功率开关管门极寄生电感和电阻。在电路板的排布上，ＭＣ２要尽量靠近功率开关管，而MC1,RC1和RC2却不必太靠近MC2，这样既可以发挥该电路的作用，也不至于给电路板的排布带来很大困难。用双极型晶体管(如８０５０)同样可以实现上述电路的功能。双极型晶体管是电流型驱动，其基极必须要串联电阻。为了加速其关断，同时防止其本身受到干扰，基极同样需要并联下拉电阻，这样就使电路更加复杂。

同时，要维持双极型晶体管饱和导通，其基极就必须从电源抽取电流，在通常的应用场合这并无太大影响，但在自举驱动并且是ＳＰＷＭ的应用场合，这些抽流会大大加重自举电容的负担，容易使自举电容上的电压过低而影响电路的正常工作。因此选用MOSFET来构成上述门极关断箝位电路。可以看到在门极有一个电压尖刺，这个尖刺与门极脉冲的时间间隔刚好等于死区时间，由此可以证明它是在同一桥臂另一开关管开通时产生的。此时电压尖刺基本消除。通过实验验证，该电路确实可以抑制和消除干扰，有一定的使用价值，可以提高电路的可靠性

4、 保护电路设计及调试过程中的一些问题

保护电路分为欠压保护和过流保护。

欠压保护电路如图5所示，它监测蓄电池的电压状况，如果蓄电池电压低于预设的10.8V，保护电路开始工作，使控制器SG3524的脚10关断端输出高电平，停止驱动信号输出。

图5中运算放大器的正向输入端的电压由R1和R3分压得到，而反向输入端的电压由稳压管箝位在＋7.5V，正常工作的时候，由三极管V导通，IR2110输出驱动信号，驱动晶闸管正常工作，实现逆变电源的设计。当蓄电池的电压下降超过预定值后，运算放大器开始工作，输出跳转为负，LED灯亮，同时三级管V截止，向SG3524的SD端输出高电平，封锁IR2110的输出驱动信号。此时没有逆变电压的输出。

过流保护电路如图6所示，它监测输出电流状况，预设为1.5A。方波逆变器的输出电流经过采样进入运算放大器的反向输入端，当输出电流大于1.5A后，运算放大器的输出端跳转为负，经过CD4011组成的R睸触发器后，使三级管V1基级的信号为低电平，三级管截止，向IR2011的SD1端输出高电平，达到保护的目的。

调试过程遇到的一个较为重要的问题是关于IR2110的自举电容的选择。IR2110的上管驱动是采用外部自举电容上电，这就使得驱动电源的路数大大减少，但同时也对VB和VC之间的自举电容的选择也有一定的要求。经过试验后，最终采用1μF的电解电容，可以有效地满足自举电压的要求。

5、 试验结果及输出波形

DC/DC变换输出电压稳定在320V，

控制开关管的半桥驱动器IR2110开关频率为50Hz，实验的电路波形如图7～图14所示。

  

6、功率因素校正：

低功率因数电源存在问题：使电网波形畸变，线路损耗加大；降低供电系统的功率因数、增大系统供电容量；降低用电设备的使用寿命；干扰仪器仪表；使计算机无法正常工作等不连续工作模式的校正原理在低功率（P<200W）的PFC中，多采用DCM工作模式。常用的控制方法有恒频控制技术和恒导通时间控制技术。

1.恒频控制技术 PFC电路的开关频率保持不变，而且PWM控制输出的控制脉冲的占空比在半个工频周期内保持不变。 VT导通时，电感电流的峰值

在一个开关周期Ts中，电感电流的平均值为

若在半个工频周期内Ton和Tdon均为恒定值，则输入电流的峰值与输入电压成正比，电流的平均值与电压相位相同。当Tdon 恒定时，则输入电压与输入电流的比值恒定，从而实现PF=1。

但在实际电路中Tdon在半个工频周期内并不恒定，导致了平均输入电流存在一定程度的畸变。提高输入电压和输出电压的峰值比值，可以减小电流的畸变程度。

四、附录