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RF屏蔽壳体的设计
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中心议题：
到了20 世纪40 年代中期，出现了大量的与军事有关的射频干扰（RFI）规范需要满足，射频衬垫也开始被使用（铍铜、银填橡胶、蒙乃尔导线纺织网）。1956 年颁布了用于三军的屏蔽壳体测量规范，即MIL-STD-285。50 年后，这个规范仍然被用于对屏蔽壳体的评价。尽管最初是被设计用来测量屏蔽壳体衰减的（源位于壳体之外），但该标准还是被用于几乎任意一种屏蔽壳体的测量。如何测量壳体非常重要，测量技术应该反映壳体实际的使用情况。
同样的道理也适用于壳体的设计。因此某些很可能出现的问题作为影响因素必须在壳体的设计过程中予以考虑。设计者需要处理辐射发射、辐射敏感度、感性或者容性串扰以及这些问题的组合吗？另外，这些问题是源自平面波、电场或者磁场耦合吗？如果被保护的设备仅对磁场敏感或者只产生磁场，那么为向其提供120dB 的电磁衰减而担心就显得毫无意义。因为屏蔽壳体是被设计用来包围或排斥电磁能量的，所以要理解屏蔽壳体的设计过程就必须讨论辐射的电磁场和电磁波的特性。
场和波
一个静电荷可能会通过对设备中相似电荷所施加的排斥力而导致该电子设备的重新启动（半导体尤其如此）；但如果静电荷保持不变，它是不会产生电磁场的。相反，由运动电荷组成的电流会产生磁场。如果电流是稳态的，磁场也将是稳态的。一个稳态磁场是不会产生辐射电磁场的。
如果电荷作加速或减速运动或者电流增大或减小，就会产生变化的磁场。如此一来就会产生变化的电场，源就会辐射出电磁能量了。电磁能量既可以产生于高阻抗的电场源（高电压－小电流）也可以产生于低阻抗的磁场源（大电流－低电压）。如图1 所示的单极天线和环天线就是这两种源的典型代表。
在靠近源的区域，电场和磁场的关系非常复杂；尽管既有电场又有磁场，但该区域要么基本体现为电场要么基本体现为磁场。在远离源的区域，电场和磁场的关系变得稳定了，即E/H=120π。电场和磁场的这种关系如图2 所示。EMC从业者通常采用简化和近似的距离，即R=λ/2π，并认为场在该处出现从近场到远场转变。这个公式的前提假设是源结构的尺寸小于半个波长。天线的设计者们所寻求的更加精确的表达式可能会成为上述观点的一个例外情况。 [p]
屏蔽效能模型
用于屏蔽效能分析的典型模型有三个，其中一个仅适用于低频段（包括直流），其它两个适用于射频。在低频段，材料的感抗小于材料的电阻，屏蔽效能基本取决于材料的电导率（对电磁场而言）和磁导率（对磁场而言）。这种经验常常会导致一个错误的认识，即材料的电阻决定了屏蔽效能。各种射频衬垫的制造厂商们试图利用材料的体电阻来明确表示其屏蔽效能，然后将这些数值应用于全频率范围，但这些数值在这些频率范围内是无效的。如果在从直流一直到很宽频率范围内研究电容的特性显然就会发现：同一个结构在直流情况下虽然具有很高的直流电阻，但其在高频情况下的射频阻抗会非常低。反之对电感同样成立。反射型屏蔽既需要低电阻又需要低的射频阻抗。仅仅通过测量电阻是无法决定射频阻抗的。
电路法
在大概300kHz 到3GHz 的中间频率范围内，可以利用电路法对屏蔽效能建模。在这个频段范围内，屏蔽取决于材料的转移阻抗。这一方法是Wheeler 在20 世纪50 年代中期为估计壳体的磁场屏蔽而提出的。这种技术后来被扩展到包括磁场、电场和电磁场的屏蔽。电路法将屏蔽壳体描述为一个短的环路天线（磁场）或者一个粗的电振子天线（电场和平面波）。
通过将壳体建模成一个天线的电路法所提供的答案考虑了壳体的整体尺寸和屏蔽材料的特性等因素。该方法的本质是确定壳体表面感应的射频电流（和给定尺寸的天线结构类似），壳体内的场是利用通过转移阻抗得到感应电流，并分析这些感应电流在壳体内产生的电场而得到的。相对于后续将要介绍的传输线法而言，通过改进，电路法很容易用于分析壳体上的缝隙和不连续，但它同样也有一些不足。如果壳体的尺寸（相对于频率而言）允许出现驻波，即如果壳体的最大尺寸等于半个波长，则壳体就会变成一个射频腔体，此时就需要选择传输线法来分析了。
传输线法
传输线法是20 世纪40 年代由Schelkunoff 提出的。简而言之，辐射场和屏蔽体之间在阻抗上的差别会导致一部分入射到壳体上的能量在壳体表面被反射（R），一部分能量在穿过屏蔽材料时被吸收（A）。如此一来，屏蔽效能就可以按各种引起场强变化的贡献因素来分别加以表述。屏蔽效能的这种表述容易形象化，在屏蔽理论中经常被采用。对于那些大的、没有不连续部分的均匀壳体，如果波长比壳体的尺寸长，Schelkunoff 的方法就会特别合适。
该方法没有考虑壳体的尺寸，而且因为有平面波的假设前提，所以它无法对低频情况下（壳体的尺寸和波长相比很小）的磁场、电场衰减做出准确的估计。作为MIL-STD-285 的作者，Richard Schultz 对Schelkunoff 的方法进行了修改， 形成了Schelkunoff-Schultz 综合分析方法。尽管该方法有很大的改进，但在估计磁场衰减的问题上它仍然不是完全有效。用于磁场屏蔽分析的最准确的方法是King 在1933 年基于麦克斯韦方程组提出的一种方法。John Quine 等人在这方面做了大量的工作，在RADC 他们利用传输线法对屏蔽壳体上诸如缝隙和射频衬垫的不连续部分进行了分析。
尽管本文会涉及这些方法中的每一种的要素，但讨论还是会主要集中在传输线方法上。另外，本文还会采用一些教学法上的简化，尽管这可能会给一些读者带来困难，但我们还是会对一些基本概念作阐述的。
[p]
研究对象可以分成两种：在第一种情况下射频源处于壳体之外，而在第二种情况下射频源处于壳体之内。上述两种情况如图3 所示。
在两种情况下都有，
其中，F1 和F2 分别表示靠近射频源一侧和相反的另一侧的壳体表面处磁场、电场或者平面波的场强。
在第一种情况下，源在壳体外部，整个屏蔽效能（单位为dB）可以近似归纳为
其中
A= 吸收损耗（单位为dB）
R()= 反射损耗（并非真正的损耗而是射频能量朝反方向传输。因为射频源处于壳体外部，所以朝反方向传播的能量就可以被视为是一种损耗。）
B= 对内部多次反射的修正系数。只有吸收损耗小于10dB 的非常薄的材料，该参数才会显著。本文对该参数将不予讨论。
在更高的频率上，壳体的屏蔽效能取决于吸收。吸收和入射到壳体上的波的种类无关，它由如下所示的表达式给出：
射频能量之所以在壳体表面被反射是因为入射波的阻抗（Zw）和屏蔽材料的阻抗（Zs）不匹配。对于那些远处的源，无论其初始源的阻抗和间隔距离如何，只要其间隔距离等于或大于d=λ/2 或者1/6 波长，其波阻抗就会稳定在Z0=120π欧姆上。另外，对于那些附近的源，其波阻抗会随初始源阻抗以及源和屏蔽材料之间的间隔距离而变化。低阻抗源（磁场）的波阻抗会小于120π（即377）欧姆，而且它会随着间隔距离的增大而逐渐增大，直到极限值。
[p]
高阻抗源（电场）的波阻抗会大于120π 欧姆，而且它会随着间隔距离的增大而逐渐减小，直到极限值。由此，有三个等式被用于计算屏蔽体表面的反射。这些等式假设Zw/Zs 或Zs/Zw >10。当λ/2πr或2πr/λ=1 时，电场和磁场等式就变得和平面波的等式一致了。
平面波：
需要注意的是Zs 会随频率的上升而增大，这会导致反射系数数值的减小。图4 给出并对比了铜和铁的屏蔽效能。
在第二种情况下，整个屏蔽效能（单位为dB）可以近似归纳为
SEdB ≈ AdB
其中
A = 吸收损耗（单位为dB）
R()
在这种情况下，之所以没有将反射R() 当作一种损耗来考虑是因为被内部墙体反射（方向改变）的能量仍然处于壳体内部。尽管必须承认R() 不严格等于0，但其影响仍然非常小。这些壳体内部的反射可能会导致和产生干扰的信号不同相的衰减波。它们要么可能会对产生它们的电路的操作形成干扰，要么可能会和正常波叠加从而导致电磁场的增大。即使这些可能发生的事情都没有发生，反射波还可以和正常波一起通过缝隙同时泄漏出壳体，从而导致整个场强的增大。当壳体的尺寸增大到驻波可以存在的时候，谐振放大也
开始出现了。由此，壳体内的电场强度一般会增大30dB 到40dB，大大超出了前面一些问题的影响。即使是非常好的壳体，这个问题同样存在。例如，大多数军用航空电子设备的壳体都是由30 到40 密耳厚的铝板制成的。
虽然我们无法测量、也不可能实现这么高的衰减，但从中显然可以发现：不考虑反射对问题的分析没有影响。 [p]
壳体的尺寸
我们不经常讨论屏蔽壳体的尺寸对屏蔽效能的影响。而尺寸之所以会有影响是因为壳体的Q 值与储存在腔体空间中的和消耗在内表面区域中的能量的比值成正比。屏蔽效能和壳体的体积直接成正比，和Q 值成反比，而Q 值会因为任意一个损耗部分而改变，例如射频衬垫、接缝、材料的变化、安装的元件等等。如果有读者想了解更多关于这方面的信息，可以参考John Quine 等人在RADC，Rome，NY 所做的大量的有关这方面的研究（论文）。
尺寸也决定了壳体的谐振频率。谐振使得SE 随频率波动。虽然衰减可能保持不变，但壳体内的场强在谐振频率处会增大。内部场强增大，看上去就好像壳体SE 性能恶化一样。因为谐振而造成的等效SE 损失的典型值为30 到40dB。但是Georgia Tech 所做的研究显示对于Q 值极高的壳体，损失最高会到60 dB。
对于一个简单的矩形壳体（尺寸为L，W，H，单位是米），各谐振频率可以通过下面的表达式计算得到
令l 和m 等于1，而且n 等于0，则我们可以计算TE110模对应的腔体的最低谐振频率。
场强的增大是非常显著的！根据USN Dahlgren，VA，[M.Hatfield 等] 为MIL-STD-461 所做的混响室谐振腔体方面的研究可知，一个不加负载（空）的反射腔体内的平均电场强度可以计算如下：
峰值场强比平均值要高6 到8dB，而且整个壳体的场强分布并不是均匀的。既然腔体的Q 值与储存在腔体空间中的和消耗在内表面区域阻抗中的能量的比值（Vol/As）成正比，而且使用磁导率相同的材料，那么对同样的腔体结构，其Q值将和腔体表面电导率成正比。空的铜壳体在2000MHz 频率下，如果没有加载则其Q 值约为26,000；如果加载则其Q值约为2600。下面是2000-MHz、10 瓦信号在壳体内所产生的场，其中天线系数取为0.9：
谐振带来的影响是个主要问题，对航天器的设计者和制造者尤其如此。
一般来说，加载一些导电或者吸波的材料会减小壳体的体积，并增加内表面的面积。隔板和区域划分会提高谐振频率，减小Q 值，并对元件/ 模块提供局部屏蔽。
既然没有考虑缝隙和其它不连续所带来的影响，那么上述计算得到的这些高屏蔽效能的数值代表的就是屏蔽效能的最佳情况了。不幸的是，建造一个完全理想焊接的壳体是无法实现的。大多数壳体都要求开口以方便控制、面板的嵌入，通风和观察等。这些缝隙和不连续就会形成主要的屏蔽壳体的泄漏。
[p]
缝隙的影响
虽然缝隙的形状各异，但如果能够将屏蔽效能视为和等效形状缝隙天线的辐射效率相反的问题，就可以得到一个简单的模型来计算最坏情况下缝隙的屏蔽效能。虽然这种假设也会导致一些错误，但对设计而言就足够了，因为实际的屏蔽效能会高于计算给出的结果。最大开口尺寸为D 的单缝隙的屏蔽效能由下面等式的第一部分给出。等式的第二部分是对多个同样尺寸缝隙情况的修正。
这个等式可以根据尺寸（D）决定究竟采用何种形状的接缝才能满足给定的衰减，但一般来说接缝最大不能超过D=λ/50。这将造成非常小的开口！例如，为了在10GHz 的频率（1000MHz 时钟频率的10 次谐波，在高速数字设备中并不少见）下获得可以接受的衰减值，接缝不能超过0.6 毫米。这就要求在制造过程中采用连续焊合。
接缝的密封
虽然屏蔽面板或外壳可以采用各种材料，但壳体的屏蔽效能主要取决于面板和外壳与壳体之间连接的密封情况，即接缝密封处的射频搭接的质量。任何独立的面板或外壳，如果没有充分接地或者和壳体充分搭接，就会成为一个发射天线。如果将面板单点接地会降低天线的效率并防止其成为天线，但这不会消除通过其它缝隙的泄漏。
考虑到其有效性，屏蔽接缝周边密封的最好方法依次是电焊、铜焊、锡焊和铆接（例外：在高振动环境中铆接优于锡焊）。不幸的是，这些方法很难实现保养和维修上的便利。尽管允许紧密安装螺丝钉或者卡钉，但现场移除还是不方便。因此，壳体通常采用主动接触设计以提供并保持接触面之间的低射频阻抗连接。可供该设计采用的密封方式包括凸起、分段互锁密封刀边、表面交迭和射频衬垫。依靠密封的设计，这些方法都可以完全免除使用紧固件；但在任意情况下，它们都允许在间隔更远的情况下使用紧固件。基于不同材料和结构的组合，有超过2000 种不同的射频衬垫设计。在好的印刷电路板设计中，至少60dB 的衰减
对大多数商业应用而言就足够了。军用设备的典型要求是80到100dB。不同的射频衬垫材料在其电气特性、机械特性和腐蚀特性上都有实质上的差别。而且，每种衬垫都有相对于其它种类衬垫更为适宜的应用。具体选用哪种取决于使用衬垫的壳体的密封种类。仅仅根据衰减量，在要求超过80dB衰减的情况下，铍铜、锡、镀银金属或者填充金属的人造橡胶衬垫都很常用；在要求60 到80dB 衰减的情况下，还可以选择蒙乃尔合金、镍、锡铜铁和镀银的织物；在要求60dB及以下衰减的情况下，任何材料都可以选用。
接缝的构造
有四种不同构造的接缝形式可供选择，即(1) 单独接缝，(2) 压缩接缝，(3) 剪切或摩擦接缝，(4) 绝缘或阻塞抑制接缝。这些接缝的结构如图5 所示。最能够代表单独接缝的是搭板对接。示例中的顶部和底部接缝处于安装在机架上的空白面板或活页抽屉之间。因为没有交叠，所以很难应用传统的衬垫材料。此时倾向使用的密封方法是在接缝处使用带背衬粘合的导电薄片或织物带。
[p]
这种静态（固定）的结构经常被使用在重量较轻的航天器和卫星上，但这也不意味着它就是一种永久的解决方法，而且它也不能反复的打开和关闭。压缩密封往往是最常使用的密封形式。它虽然不是最好的，但它确实有效。这种结构也是希望形成一种静态的连接。在这种应用中，面板和缝隙的周边交迭。如果接触表面是导电的，通过螺丝（尤其是大扭矩型）的密集使用一般会满足60dB 的商业要求。对于更高水平的衰减要求，接缝设计可以使用任意类型的射频衬垫材料来密封。
既然衬垫材料的压力是垂直于面板的，那么就必须在其周边均匀使用螺纹紧固件或卡钉以保证射频密封。如果选择的是低压力的衬垫，就可以使用更轻质的壳体材料和更宽的紧固件间隔。随着壳体结构的小型化和复杂化，衬垫的选择就会受到限制，可以使用现场成型的、印刷的或者硬化人造橡胶的衬垫。剪切密封是唯一的一种动态结构，它的处理和其它两种不同。这种类型的接头有几种不同的结构，即平口、刀口、改进刀口和/ 或者纵向的。这些设计中的机械力都一致地和面板表面平行，因此无需紧固件或者卡钉来支持屏蔽。
显然，这种设计可以不用紧固件。无需对接或者分段边沿就可以使用平面板盖，因此很难确认它和周边的良好接触。如果对衰减的要求很高需要采用射频衬垫，通常采用带金属簧片的衬垫；但是也有用泡沫织物结构的。如果使用的是织物衬垫，就要留心密封设计以保证织物不会被磨损。如果使用的是簧片衬垫，这种结构在最宽的频率范围内具有最好的屏蔽效果，而且它还是自清洁的。因为改进这种结构的样式以适应既有产品是非常困难的，所以在产品设计之初就应该考虑这种设计。这种设计如果在最初就被加以考虑，一般会以最低的代价获得最好的性能。
绝缘（阻塞抑制）接缝和上述三种密封方法有很大的差别。对那些实现宽带射频密封的结构而言，它们依靠的是接触表面之间金属与金属的低阻抗射频连接。而阻塞抑制接缝针对的是那些无需在宽频带上实现射频密封的高频设备。有些设备还要求盖子和基座之间必须绝缘。而实际上，还有些甚至要求金属盖子必须覆盖塑料以减小其腐蚀、方便其清洁。如果只是要求在高频窄带的情况下实现衰减，用微波阻塞抑制密封接缝就可以实现了。这种接缝实质就是一个射频滤波器。接缝的每个边都被加工成四分之波长或者二分之一波长的槽以反射形成一个相位不同的信号分量，该分量和原信号叠加从而实现衰减。通过使用阶梯结构，开槽可以被调谐以增加带宽，但不幸的是，它无法获得和前面三种设计一样的带宽。
屏蔽设计的过程
本设计过程并不总是有效，但它提供了一种初始的方法。首先规定待测设备的辐射要求。该规定的确定可以通过测量电磁环境（EME）或者参考目前军事或商业上对需要屏蔽设备所适用的规定就可以了。一旦这一工作完成，就可以确定待测设备的辐射发射和敏感度水平了。即这可以通过计算，也可以通过测量或者预测分析（P&A）来完成。有三个频段需要分析：
（1）100kHz 以下，
（2）100kHz 和100MHz之间以及
（3）100MHz 以上。
随后通过将这些辐射发射和敏感度水平做相互的比较、并与规定的环境要求做比较就可以确定所需的最差屏蔽效能了。（注：虽然不经常发生，但有时会出现辐射发射水平超过辐射敏感度水平的情况。这表明有一个主要的潜在自兼容问题，它必须和环境电磁兼容分开解决。）为了顾及某个系统和另外一个系统之间电磁特性的差异，必须添加电磁兼容的安全裕量（EMCSM）。如果发射和敏感度水平是通过测量得到的，这个电磁兼容安全裕量取为6dB，如果是通过预测分析得到的，就取为12dB。
频率低于100kHz
发射和敏感度问题的频率低于100kHz 就意味着这是一个磁场（HF）耦合问题。在这种情况下，屏蔽效能主要取决于壳体材料的类型。不管材料如何选择，首先必须决定最高频率情况下对屏蔽效能（SE）的要求，然后加上适当的电磁兼容裕量。
然后，假设使用的是一种便宜的导磁材料，通过令其吸收损耗（A）＝ SE+EMCSM 来计算其所需的厚度（t）。
如果计算得到的厚度（t）小于设计的最大允许厚度，则本过程结束。否则，增加厚度并/ 或者改用更高磁导率的材料，重复计算。冷轧钢作为设计开始选用的材料非常合适，如果需要可以再选择热轧钢，然后是纯铁。
如果对厚度和磁导率两方面的要求迫使你必须选择一个非常高磁导率的材料时，例如纳米金属，conetic 或者超透磁合金，你可以在决定选择使用这些材料之前再次考虑一下设计中对材料厚度的限制问题。对磁场屏蔽而言，为了接缝两边磁通的过渡，需要采用交迭接缝（气隙最小）。交迭长度的要求是材料厚度的10 倍到100 倍，但通常采用0.5 英寸。其中不采用射频衬垫，也不要采用搭板对接。
频率高于100kHz
频率高于100KHz的发射和敏感度问题既可能是一个磁场耦合问题也可能是一个电场耦合问题。在这种高频下，任何一种情况都能够使用导电材料。设计的步骤取决于射频源是在屏蔽内部还是外部，取决于所需的衰减量是多少（即大于或者小于60dB），取决于频率是大于还是小于100MHz。设计中，首先确定最高率下对屏蔽效能（SE）的要求，然后加上适当的电磁兼容裕量。
如果源在壳体内部，假设使用的是一种便宜的导电材料（例如铝），通过令其吸收损耗（A）＝ SE+EMCSM 来计算其所需的厚度（t）。如果计算得到的厚度（t）小于设计的最大允许厚度，则本过程结束。否则，增加厚度并/ 或者改用导磁材料，重复计算。冷轧钢作为设计开始选用的材料非常合适，如果需要可以再选择热轧钢，然后是纯铁。如果源在外部，假设使用的是一种便宜的导电材料（例如铝），先计算屏蔽材料的反射。
在这种情况下，反射（R）所要求的材料厚度约为集肤深度，因此它和材料的厚度基本无关，尤其是在更高的频率上。如果较低频率上的反射已经足够，则材料选择结束。如果不够，就可以通过令其吸收损耗（A）满足A+R ＝ SE+EMCSM 来计算其所需的厚度（t）。如果计算得到的厚度（t）小于设计的最大允许厚度，则本过程结束。否则，增加厚度并/ 或者改用导磁材料，重复计算。最后，只要材料的特性确定，就可以根据表1 所总结出的衰减与频率之间的关系来选择接缝设计和射频衬垫，并完成整个设计。
- 电磁干扰的屏蔽问题
- 屏蔽壳体的设计问题
- 合适壳体的尺寸
- 减小缝隙的影响
- 接缝的密封严密
到了20 世纪40 年代中期，出现了大量的与军事有关的射频干扰（RFI）规范需要满足，射频衬垫也开始被使用（铍铜、银填橡胶、蒙乃尔导线纺织网）。1956 年颁布了用于三军的屏蔽壳体测量规范，即MIL-STD-285。50 年后，这个规范仍然被用于对屏蔽壳体的评价。尽管最初是被设计用来测量屏蔽壳体衰减的（源位于壳体之外），但该标准还是被用于几乎任意一种屏蔽壳体的测量。如何测量壳体非常重要，测量技术应该反映壳体实际的使用情况。
同样的道理也适用于壳体的设计。因此某些很可能出现的问题作为影响因素必须在壳体的设计过程中予以考虑。设计者需要处理辐射发射、辐射敏感度、感性或者容性串扰以及这些问题的组合吗？另外，这些问题是源自平面波、电场或者磁场耦合吗？如果被保护的设备仅对磁场敏感或者只产生磁场，那么为向其提供120dB 的电磁衰减而担心就显得毫无意义。因为屏蔽壳体是被设计用来包围或排斥电磁能量的，所以要理解屏蔽壳体的设计过程就必须讨论辐射的电磁场和电磁波的特性。
场和波
一个静电荷可能会通过对设备中相似电荷所施加的排斥力而导致该电子设备的重新启动（半导体尤其如此）；但如果静电荷保持不变，它是不会产生电磁场的。相反，由运动电荷组成的电流会产生磁场。如果电流是稳态的，磁场也将是稳态的。一个稳态磁场是不会产生辐射电磁场的。
如果电荷作加速或减速运动或者电流增大或减小，就会产生变化的磁场。如此一来就会产生变化的电场，源就会辐射出电磁能量了。电磁能量既可以产生于高阻抗的电场源（高电压－小电流）也可以产生于低阻抗的磁场源（大电流－低电压）。如图1 所示的单极天线和环天线就是这两种源的典型代表。
在靠近源的区域，电场和磁场的关系非常复杂；尽管既有电场又有磁场，但该区域要么基本体现为电场要么基本体现为磁场。在远离源的区域，电场和磁场的关系变得稳定了，即E/H=120π。电场和磁场的这种关系如图2 所示。EMC从业者通常采用简化和近似的距离，即R=λ/2π，并认为场在该处出现从近场到远场转变。这个公式的前提假设是源结构的尺寸小于半个波长。天线的设计者们所寻求的更加精确的表达式可能会成为上述观点的一个例外情况。 [p]
屏蔽效能模型
用于屏蔽效能分析的典型模型有三个，其中一个仅适用于低频段（包括直流），其它两个适用于射频。在低频段，材料的感抗小于材料的电阻，屏蔽效能基本取决于材料的电导率（对电磁场而言）和磁导率（对磁场而言）。这种经验常常会导致一个错误的认识，即材料的电阻决定了屏蔽效能。各种射频衬垫的制造厂商们试图利用材料的体电阻来明确表示其屏蔽效能，然后将这些数值应用于全频率范围，但这些数值在这些频率范围内是无效的。如果在从直流一直到很宽频率范围内研究电容的特性显然就会发现：同一个结构在直流情况下虽然具有很高的直流电阻，但其在高频情况下的射频阻抗会非常低。反之对电感同样成立。反射型屏蔽既需要低电阻又需要低的射频阻抗。仅仅通过测量电阻是无法决定射频阻抗的。
电路法
在大概300kHz 到3GHz 的中间频率范围内，可以利用电路法对屏蔽效能建模。在这个频段范围内，屏蔽取决于材料的转移阻抗。这一方法是Wheeler 在20 世纪50 年代中期为估计壳体的磁场屏蔽而提出的。这种技术后来被扩展到包括磁场、电场和电磁场的屏蔽。电路法将屏蔽壳体描述为一个短的环路天线（磁场）或者一个粗的电振子天线（电场和平面波）。
通过将壳体建模成一个天线的电路法所提供的答案考虑了壳体的整体尺寸和屏蔽材料的特性等因素。该方法的本质是确定壳体表面感应的射频电流（和给定尺寸的天线结构类似），壳体内的场是利用通过转移阻抗得到感应电流，并分析这些感应电流在壳体内产生的电场而得到的。相对于后续将要介绍的传输线法而言，通过改进，电路法很容易用于分析壳体上的缝隙和不连续，但它同样也有一些不足。如果壳体的尺寸（相对于频率而言）允许出现驻波，即如果壳体的最大尺寸等于半个波长，则壳体就会变成一个射频腔体，此时就需要选择传输线法来分析了。
传输线法
传输线法是20 世纪40 年代由Schelkunoff 提出的。简而言之，辐射场和屏蔽体之间在阻抗上的差别会导致一部分入射到壳体上的能量在壳体表面被反射（R），一部分能量在穿过屏蔽材料时被吸收（A）。如此一来，屏蔽效能就可以按各种引起场强变化的贡献因素来分别加以表述。屏蔽效能的这种表述容易形象化，在屏蔽理论中经常被采用。对于那些大的、没有不连续部分的均匀壳体，如果波长比壳体的尺寸长，Schelkunoff 的方法就会特别合适。
该方法没有考虑壳体的尺寸，而且因为有平面波的假设前提，所以它无法对低频情况下（壳体的尺寸和波长相比很小）的磁场、电场衰减做出准确的估计。作为MIL-STD-285 的作者，Richard Schultz 对Schelkunoff 的方法进行了修改， 形成了Schelkunoff-Schultz 综合分析方法。尽管该方法有很大的改进，但在估计磁场衰减的问题上它仍然不是完全有效。用于磁场屏蔽分析的最准确的方法是King 在1933 年基于麦克斯韦方程组提出的一种方法。John Quine 等人在这方面做了大量的工作，在RADC 他们利用传输线法对屏蔽壳体上诸如缝隙和射频衬垫的不连续部分进行了分析。
尽管本文会涉及这些方法中的每一种的要素，但讨论还是会主要集中在传输线方法上。另外，本文还会采用一些教学法上的简化，尽管这可能会给一些读者带来困难，但我们还是会对一些基本概念作阐述的。
[p]
研究对象可以分成两种：在第一种情况下射频源处于壳体之外，而在第二种情况下射频源处于壳体之内。上述两种情况如图3 所示。
在两种情况下都有，
其中，F1 和F2 分别表示靠近射频源一侧和相反的另一侧的壳体表面处磁场、电场或者平面波的场强。
在第一种情况下，源在壳体外部，整个屏蔽效能（单位为dB）可以近似归纳为
其中
A= 吸收损耗（单位为dB）
R()= 反射损耗（并非真正的损耗而是射频能量朝反方向传输。因为射频源处于壳体外部，所以朝反方向传播的能量就可以被视为是一种损耗。）
B= 对内部多次反射的修正系数。只有吸收损耗小于10dB 的非常薄的材料，该参数才会显著。本文对该参数将不予讨论。
在更高的频率上，壳体的屏蔽效能取决于吸收。吸收和入射到壳体上的波的种类无关，它由如下所示的表达式给出：
射频能量之所以在壳体表面被反射是因为入射波的阻抗（Zw）和屏蔽材料的阻抗（Zs）不匹配。对于那些远处的源，无论其初始源的阻抗和间隔距离如何，只要其间隔距离等于或大于d=λ/2 或者1/6 波长，其波阻抗就会稳定在Z0=120π欧姆上。另外，对于那些附近的源，其波阻抗会随初始源阻抗以及源和屏蔽材料之间的间隔距离而变化。低阻抗源（磁场）的波阻抗会小于120π（即377）欧姆，而且它会随着间隔距离的增大而逐渐增大，直到极限值。
[p]
高阻抗源（电场）的波阻抗会大于120π 欧姆，而且它会随着间隔距离的增大而逐渐减小，直到极限值。由此，有三个等式被用于计算屏蔽体表面的反射。这些等式假设Zw/Zs 或Zs/Zw >10。当λ/2πr或2πr/λ=1 时，电场和磁场等式就变得和平面波的等式一致了。
平面波：
需要注意的是Zs 会随频率的上升而增大，这会导致反射系数数值的减小。图4 给出并对比了铜和铁的屏蔽效能。
在第二种情况下，整个屏蔽效能（单位为dB）可以近似归纳为
SEdB ≈ AdB
其中
A = 吸收损耗（单位为dB）
R()
在这种情况下，之所以没有将反射R() 当作一种损耗来考虑是因为被内部墙体反射（方向改变）的能量仍然处于壳体内部。尽管必须承认R() 不严格等于0，但其影响仍然非常小。这些壳体内部的反射可能会导致和产生干扰的信号不同相的衰减波。它们要么可能会对产生它们的电路的操作形成干扰，要么可能会和正常波叠加从而导致电磁场的增大。即使这些可能发生的事情都没有发生，反射波还可以和正常波一起通过缝隙同时泄漏出壳体，从而导致整个场强的增大。当壳体的尺寸增大到驻波可以存在的时候，谐振放大也
开始出现了。由此，壳体内的电场强度一般会增大30dB 到40dB，大大超出了前面一些问题的影响。即使是非常好的壳体，这个问题同样存在。例如，大多数军用航空电子设备的壳体都是由30 到40 密耳厚的铝板制成的。
虽然我们无法测量、也不可能实现这么高的衰减，但从中显然可以发现：不考虑反射对问题的分析没有影响。 [p]
壳体的尺寸
我们不经常讨论屏蔽壳体的尺寸对屏蔽效能的影响。而尺寸之所以会有影响是因为壳体的Q 值与储存在腔体空间中的和消耗在内表面区域中的能量的比值成正比。屏蔽效能和壳体的体积直接成正比，和Q 值成反比，而Q 值会因为任意一个损耗部分而改变，例如射频衬垫、接缝、材料的变化、安装的元件等等。如果有读者想了解更多关于这方面的信息，可以参考John Quine 等人在RADC，Rome，NY 所做的大量的有关这方面的研究（论文）。
尺寸也决定了壳体的谐振频率。谐振使得SE 随频率波动。虽然衰减可能保持不变，但壳体内的场强在谐振频率处会增大。内部场强增大，看上去就好像壳体SE 性能恶化一样。因为谐振而造成的等效SE 损失的典型值为30 到40dB。但是Georgia Tech 所做的研究显示对于Q 值极高的壳体，损失最高会到60 dB。
对于一个简单的矩形壳体（尺寸为L，W，H，单位是米），各谐振频率可以通过下面的表达式计算得到
令l 和m 等于1，而且n 等于0，则我们可以计算TE110模对应的腔体的最低谐振频率。
场强的增大是非常显著的！根据USN Dahlgren，VA，[M.Hatfield 等] 为MIL-STD-461 所做的混响室谐振腔体方面的研究可知，一个不加负载（空）的反射腔体内的平均电场强度可以计算如下：
峰值场强比平均值要高6 到8dB，而且整个壳体的场强分布并不是均匀的。既然腔体的Q 值与储存在腔体空间中的和消耗在内表面区域阻抗中的能量的比值（Vol/As）成正比，而且使用磁导率相同的材料，那么对同样的腔体结构，其Q值将和腔体表面电导率成正比。空的铜壳体在2000MHz 频率下，如果没有加载则其Q 值约为26,000；如果加载则其Q值约为2600。下面是2000-MHz、10 瓦信号在壳体内所产生的场，其中天线系数取为0.9：
谐振带来的影响是个主要问题，对航天器的设计者和制造者尤其如此。
一般来说，加载一些导电或者吸波的材料会减小壳体的体积，并增加内表面的面积。隔板和区域划分会提高谐振频率，减小Q 值，并对元件/ 模块提供局部屏蔽。
既然没有考虑缝隙和其它不连续所带来的影响，那么上述计算得到的这些高屏蔽效能的数值代表的就是屏蔽效能的最佳情况了。不幸的是，建造一个完全理想焊接的壳体是无法实现的。大多数壳体都要求开口以方便控制、面板的嵌入，通风和观察等。这些缝隙和不连续就会形成主要的屏蔽壳体的泄漏。
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缝隙的影响
虽然缝隙的形状各异，但如果能够将屏蔽效能视为和等效形状缝隙天线的辐射效率相反的问题，就可以得到一个简单的模型来计算最坏情况下缝隙的屏蔽效能。虽然这种假设也会导致一些错误，但对设计而言就足够了，因为实际的屏蔽效能会高于计算给出的结果。最大开口尺寸为D 的单缝隙的屏蔽效能由下面等式的第一部分给出。等式的第二部分是对多个同样尺寸缝隙情况的修正。
这个等式可以根据尺寸（D）决定究竟采用何种形状的接缝才能满足给定的衰减，但一般来说接缝最大不能超过D=λ/50。这将造成非常小的开口！例如，为了在10GHz 的频率（1000MHz 时钟频率的10 次谐波，在高速数字设备中并不少见）下获得可以接受的衰减值，接缝不能超过0.6 毫米。这就要求在制造过程中采用连续焊合。
接缝的密封
虽然屏蔽面板或外壳可以采用各种材料，但壳体的屏蔽效能主要取决于面板和外壳与壳体之间连接的密封情况，即接缝密封处的射频搭接的质量。任何独立的面板或外壳，如果没有充分接地或者和壳体充分搭接，就会成为一个发射天线。如果将面板单点接地会降低天线的效率并防止其成为天线，但这不会消除通过其它缝隙的泄漏。
考虑到其有效性，屏蔽接缝周边密封的最好方法依次是电焊、铜焊、锡焊和铆接（例外：在高振动环境中铆接优于锡焊）。不幸的是，这些方法很难实现保养和维修上的便利。尽管允许紧密安装螺丝钉或者卡钉，但现场移除还是不方便。因此，壳体通常采用主动接触设计以提供并保持接触面之间的低射频阻抗连接。可供该设计采用的密封方式包括凸起、分段互锁密封刀边、表面交迭和射频衬垫。依靠密封的设计，这些方法都可以完全免除使用紧固件；但在任意情况下，它们都允许在间隔更远的情况下使用紧固件。基于不同材料和结构的组合，有超过2000 种不同的射频衬垫设计。在好的印刷电路板设计中，至少60dB 的衰减
对大多数商业应用而言就足够了。军用设备的典型要求是80到100dB。不同的射频衬垫材料在其电气特性、机械特性和腐蚀特性上都有实质上的差别。而且，每种衬垫都有相对于其它种类衬垫更为适宜的应用。具体选用哪种取决于使用衬垫的壳体的密封种类。仅仅根据衰减量，在要求超过80dB衰减的情况下，铍铜、锡、镀银金属或者填充金属的人造橡胶衬垫都很常用；在要求60 到80dB 衰减的情况下，还可以选择蒙乃尔合金、镍、锡铜铁和镀银的织物；在要求60dB及以下衰减的情况下，任何材料都可以选用。
接缝的构造
有四种不同构造的接缝形式可供选择，即(1) 单独接缝，(2) 压缩接缝，(3) 剪切或摩擦接缝，(4) 绝缘或阻塞抑制接缝。这些接缝的结构如图5 所示。最能够代表单独接缝的是搭板对接。示例中的顶部和底部接缝处于安装在机架上的空白面板或活页抽屉之间。因为没有交叠，所以很难应用传统的衬垫材料。此时倾向使用的密封方法是在接缝处使用带背衬粘合的导电薄片或织物带。
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这种静态（固定）的结构经常被使用在重量较轻的航天器和卫星上，但这也不意味着它就是一种永久的解决方法，而且它也不能反复的打开和关闭。压缩密封往往是最常使用的密封形式。它虽然不是最好的，但它确实有效。这种结构也是希望形成一种静态的连接。在这种应用中，面板和缝隙的周边交迭。如果接触表面是导电的，通过螺丝（尤其是大扭矩型）的密集使用一般会满足60dB 的商业要求。对于更高水平的衰减要求，接缝设计可以使用任意类型的射频衬垫材料来密封。
既然衬垫材料的压力是垂直于面板的，那么就必须在其周边均匀使用螺纹紧固件或卡钉以保证射频密封。如果选择的是低压力的衬垫，就可以使用更轻质的壳体材料和更宽的紧固件间隔。随着壳体结构的小型化和复杂化，衬垫的选择就会受到限制，可以使用现场成型的、印刷的或者硬化人造橡胶的衬垫。剪切密封是唯一的一种动态结构，它的处理和其它两种不同。这种类型的接头有几种不同的结构，即平口、刀口、改进刀口和/ 或者纵向的。这些设计中的机械力都一致地和面板表面平行，因此无需紧固件或者卡钉来支持屏蔽。
显然，这种设计可以不用紧固件。无需对接或者分段边沿就可以使用平面板盖，因此很难确认它和周边的良好接触。如果对衰减的要求很高需要采用射频衬垫，通常采用带金属簧片的衬垫；但是也有用泡沫织物结构的。如果使用的是织物衬垫，就要留心密封设计以保证织物不会被磨损。如果使用的是簧片衬垫，这种结构在最宽的频率范围内具有最好的屏蔽效果，而且它还是自清洁的。因为改进这种结构的样式以适应既有产品是非常困难的，所以在产品设计之初就应该考虑这种设计。这种设计如果在最初就被加以考虑，一般会以最低的代价获得最好的性能。
绝缘（阻塞抑制）接缝和上述三种密封方法有很大的差别。对那些实现宽带射频密封的结构而言，它们依靠的是接触表面之间金属与金属的低阻抗射频连接。而阻塞抑制接缝针对的是那些无需在宽频带上实现射频密封的高频设备。有些设备还要求盖子和基座之间必须绝缘。而实际上，还有些甚至要求金属盖子必须覆盖塑料以减小其腐蚀、方便其清洁。如果只是要求在高频窄带的情况下实现衰减，用微波阻塞抑制密封接缝就可以实现了。这种接缝实质就是一个射频滤波器。接缝的每个边都被加工成四分之波长或者二分之一波长的槽以反射形成一个相位不同的信号分量，该分量和原信号叠加从而实现衰减。通过使用阶梯结构，开槽可以被调谐以增加带宽，但不幸的是，它无法获得和前面三种设计一样的带宽。
屏蔽设计的过程
本设计过程并不总是有效，但它提供了一种初始的方法。首先规定待测设备的辐射要求。该规定的确定可以通过测量电磁环境（EME）或者参考目前军事或商业上对需要屏蔽设备所适用的规定就可以了。一旦这一工作完成，就可以确定待测设备的辐射发射和敏感度水平了。即这可以通过计算，也可以通过测量或者预测分析（P&A）来完成。有三个频段需要分析：
（1）100kHz 以下，
（2）100kHz 和100MHz之间以及
（3）100MHz 以上。
随后通过将这些辐射发射和敏感度水平做相互的比较、并与规定的环境要求做比较就可以确定所需的最差屏蔽效能了。（注：虽然不经常发生，但有时会出现辐射发射水平超过辐射敏感度水平的情况。这表明有一个主要的潜在自兼容问题，它必须和环境电磁兼容分开解决。）为了顾及某个系统和另外一个系统之间电磁特性的差异，必须添加电磁兼容的安全裕量（EMCSM）。如果发射和敏感度水平是通过测量得到的，这个电磁兼容安全裕量取为6dB，如果是通过预测分析得到的，就取为12dB。
频率低于100kHz
发射和敏感度问题的频率低于100kHz 就意味着这是一个磁场（HF）耦合问题。在这种情况下，屏蔽效能主要取决于壳体材料的类型。不管材料如何选择，首先必须决定最高频率情况下对屏蔽效能（SE）的要求，然后加上适当的电磁兼容裕量。
然后，假设使用的是一种便宜的导磁材料，通过令其吸收损耗（A）＝ SE+EMCSM 来计算其所需的厚度（t）。
如果计算得到的厚度（t）小于设计的最大允许厚度，则本过程结束。否则，增加厚度并/ 或者改用更高磁导率的材料，重复计算。冷轧钢作为设计开始选用的材料非常合适，如果需要可以再选择热轧钢，然后是纯铁。
如果对厚度和磁导率两方面的要求迫使你必须选择一个非常高磁导率的材料时，例如纳米金属，conetic 或者超透磁合金，你可以在决定选择使用这些材料之前再次考虑一下设计中对材料厚度的限制问题。对磁场屏蔽而言，为了接缝两边磁通的过渡，需要采用交迭接缝（气隙最小）。交迭长度的要求是材料厚度的10 倍到100 倍，但通常采用0.5 英寸。其中不采用射频衬垫，也不要采用搭板对接。
频率高于100kHz
频率高于100KHz的发射和敏感度问题既可能是一个磁场耦合问题也可能是一个电场耦合问题。在这种高频下，任何一种情况都能够使用导电材料。设计的步骤取决于射频源是在屏蔽内部还是外部，取决于所需的衰减量是多少（即大于或者小于60dB），取决于频率是大于还是小于100MHz。设计中，首先确定最高率下对屏蔽效能（SE）的要求，然后加上适当的电磁兼容裕量。
如果源在壳体内部，假设使用的是一种便宜的导电材料（例如铝），通过令其吸收损耗（A）＝ SE+EMCSM 来计算其所需的厚度（t）。如果计算得到的厚度（t）小于设计的最大允许厚度，则本过程结束。否则，增加厚度并/ 或者改用导磁材料，重复计算。冷轧钢作为设计开始选用的材料非常合适，如果需要可以再选择热轧钢，然后是纯铁。如果源在外部，假设使用的是一种便宜的导电材料（例如铝），先计算屏蔽材料的反射。
在这种情况下，反射（R）所要求的材料厚度约为集肤深度，因此它和材料的厚度基本无关，尤其是在更高的频率上。如果较低频率上的反射已经足够，则材料选择结束。如果不够，就可以通过令其吸收损耗（A）满足A+R ＝ SE+EMCSM 来计算其所需的厚度（t）。如果计算得到的厚度（t）小于设计的最大允许厚度，则本过程结束。否则，增加厚度并/ 或者改用导磁材料，重复计算。最后，只要材料的特性确定，就可以根据表1 所总结出的衰减与频率之间的关系来选择接缝设计和射频衬垫，并完成整个设计。
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