电路设计讲座(十二)高功率电子组件冷却技术特集

基本上电子产品是建构在电气能量转换机制，因此电子组件动作时会有部分电能会变成热能，随着电子产品轻巧、高性能化、高密度封装的市场需求，如何将电子组件产生的热能排出机体外部，成为设计上无法忽视的课题。温度预测对散热设计具有决定性的影响，虽然设计时间可借助各种散热对策，作实效性评估再决定设计参数，不过根本上温度预测是散热对策的第一步。

热流分析软件的普及，理论上透过复杂的热流模拟分析，已经可以验证大部分设计妥善性，不过充分理解基础的热流计算原理，却是大幅减少反复无谓的模拟分析唯一手段，有鉴于此本文以IGBT的DC/DC converter、DC/AC inverter为例，说明高功率电子组件的冷却技术，同时深入探讨电子产品的筐体散热设计技巧。
 　 
IGBT电路与Switching波形

DC/DC converter可分为一次、二次、四次push-pull三种，其电路与Switching波形如图1～3所示，一次push-pull DC/DC converter施加直流电压 ＋Zener电压(Vz)于IGBT时，会使电流Ic turn off，换言之必需选用定电压为Edc+Vz 以上，与定电流为Ic 以上的组件，它的损耗可由Ic*Vce(sat)*D+Eoff*fc公式求得，依此获得duty最大值约为50%。

图1 一次push-pull DC/DC converter               图2 二次push-pull DC/DC converter

图3 四次push-pull DC/DC converter

二次push-pull DC/DC converter施加直流电压(Edc)于IGBT时，会使电流Ic turn off，换言之必需选用定电压为Edc 以上，与定电流为Ic 以上的组件，它的损耗可由Ic*Vce(sat)*D+Eoff*fc公式求得，依此获得duty最大值约为50%。

四次push-pull DC/DC converter施加直流电压(Edc)二倍电压(Vz)于IGBT时，会使电流Ic turn off，换言之必需选用定电压为 以上，与定电流为 以上的组件，它的损耗可由Ic*Vce(sat)*D+Eoff*fc公式求得，依此获得duty最大值约为50%。

DC/DC converter可藉duty的变更，使输出电压与电流维持稳定，因此组件的损耗计算，可用简易的计算式求得。DC/AC converter可分为如图4所示之单相输出电路，与三相输出电路两种，而这两种电路的IGBT ON信号都是由PWM控制，它可使输出电压成为等价性正弦波。输出电流会因负载变成迟滞波形或是前进波形，一般马达控制在晶体管是成为图4所示之迟滞波形。

converter与inverter相异点，除了IGBT ON信号是用PWM控制之外，与IGBT并联的二极管通电期间，会在相对侧的IGBT施加ON信号。FRD的残留电荷变为0之前，FRD不会被施加电压，因此IGBT在这期间会负担电压，进而产生很大的turn on损耗。

IGBT的损耗可由Ic*Vce(Sat)*D+(Eoff+Eon)*fc公式求得

FRD的损耗可由Ic*Vf*(1-D)+Edsw*fc公式求得

Duty(D)是由PWM控制， D=(1+M*sin(at))/2

M为变频率通常是1，电流因负载使得Ic=Ip*sin(at-ф)，Ip为输出电流的峰值。此外温度上升损耗亦随着增加，效率降低的同时可靠度则大幅下跌，因此一般是以125⁰C 的数据为准※计算损耗。

　
图4 DC/AC inverter

如果使用图5的数据试算MG100Q2YS50的损耗，假设输出电流50A，输出频率50Hz，600V直流电压，switching频率10KHz，力率=0.9，变调M(Modulation)=1，on gate阻抗9.1Ω，off gate阻抗9.1Ω等条件下:

通电损耗(Pon)━46.06W

turn on损耗(Eon)━28W

turn off损耗(Eoff)━41.92W
　

图5 MG100Q2YS50的IGBT特性

如果switching电压相差600V时，就需用电压比修正switching损耗；如果IGBT的gate阻抗条件相异时，就需由switching损耗-Rg特性曲线(curve)修正switching损耗；二极管(diode)的损耗修正与IGBT相同，它的duty如图6所示为(1-D)。试算通电的损耗时，所有条件与上述IGBT相同的话:

通电损耗(FRD)━4.8W

switching损耗(Edsw)━12.1W

图6 MG100Q2YS50的diode特性