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WiMax终端收发系统结构分析
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2001年12月由IEEE颁布的IEEE 802.16标准规范了工作在10～66GHz频段的固定宽带无线接入系统的空中接口物理层和MAC层，应用于视距(LOS)传输。IEEE 802.16a将其拓展到非视距(NLOS)传输并分别指定了物理层(PHY)的正交频分复用(OFDM)和媒体访问控制层(MAC)的正交频分多址接入(OFDMA)工作方式，支持语音和视频等实时性业务。IEEE 802.16d进一步完善了系统性能和简化部署等。IEEE 802.16e/Mobile WiMax标准则较前几个标准的最大区别在于对移动性的支持，随着技术的进一步成熟，已经得到越来越广泛的关注和应用。IEEE 802.16工作组可以看作标准的制定者，而WiMax则是标准的推动者。终端设备作为WiMax应用的重要一环，其射频前端设计也是值得高度重视的部分之一。
一般而言，在现代的射频系统中，天线接收到的信号频率很高而且具有极小的信道带宽。如果考虑直接滤出所需信道，则滤波器的Q值将非常大，而且高频电路在增益、精度和稳定性等方面的问题，在目前的技术条件下，对信号直接在高频段解调是不现实的。使用混频器将高频信号降频，在一个中频频率进行信道滤波、放大和解调可以解决高频信号处理所遇到的上述困难，但是又引入了另一个严重的问题，即镜像频率干扰：当两个信号的频率与本振(LO)信号频率差在频率轴上对称地位于本振信号的两边，或者说它们的绝对值相等但是符号相反，那么经过混频后这两个信号都将被搬移到同一个中频频率。如果其中一个是有用信号，另一个是噪声信号，那么噪声信号所在的频率就称为镜像频率，这种经过混频后的干扰现象通常被称为镜频干扰。为了抑制镜频干扰，普遍采用的方法是利用滤波器滤除镜像频率成份。但是由于该滤波器工作在高频频段，其滤波效果取决于镜频频率与信号频率之间的距离，或者说取决于中频频率的高低。如果中频频率高，信号频率与镜像频率相距较远，那么镜像频率成份就受到较大的抑制;反之，如果中频频率较低，信号频率与镜像频率相隔不远，滤波的效果就较差。但另一方面，由于信道选择在中频频段进行，基于同样的理由，较高的中频频率对信道选择滤波器的要求也较高。所以，镜像频率抑制与信道选择形成了一对矛盾，而中频频率的选择成为平衡这对矛盾的关键。在一些要求较高的应用中，常常使用两次或三次变频来取得更好的折衷。
通常而言，由于要滤出一个具有很高中心频率和受很大干扰的窄信道要求滤波器具有高的 Q 值。在外差结构中,信号频带被变换到低得多的频率,从而降低了对信道选择滤波器的要求。外差结构可以从镜像抑制和信道选择这两方面进行综合考虑，由于镜像信号降低了接收器的灵敏度,那么中频的选择要求从灵敏度和选择性两个方面进行权衡。在IEEE802.16e/WiMAX的射频前端设计而言，外差式发送端较直接变换对DAC的要求较低，而且镜像问题变得不突出。但是模块器件数增加了，这意味着更多的功耗。抑制镜像信号的最常用的方法就是利用放在混频器前面的一个镜像抑制滤波器，滤波器设计成使它在有用频带上有较小的损耗，而镜像频带上则有很大的衰减。外差结构需要镜像滤波器，但是由于大的频率分离， 图像滤波器的设计是比较简单的。这里还需要注意的是：不同频率滤波器的可达性和物理尺寸。
超外差接收机在抑制镜像频率干扰、敏度和选择性上有较大优势，而且多级转换无直流偏移和信号泄漏，但是也有成本高、对IR滤波器有较高要求、需要低噪声放大器(LNA)和混频器(Mixer)与50W的良好匹配等缺点。在某些情况下，镜像频率抑制滤波器和信道选择滤波器并不适于单片集成，从而导致前级(如LNA)的50欧姆阻抗匹配，加重了LNA等模块增益，稳定性，功耗等性能的折衷问题。
零中频(零差，直接下变频)结构的简单性相对于外差结构有两个很重要的优点。第一，镜像问题被克服了，因此，不需要镜像滤波器，所以 LNA 也不需要驱动 50 欧姆的负载。其次，SAW 滤波器和后续的下变频级可代之以适合单片集成的低通滤波器和基带放大器。 但是，零中频结构在信道选择时通过有源低通滤波器抑制信道外的干扰比使用无源滤波器更加困难，并且产生了直流偏移，IQ失配，偶阶失真，闪烁噪声，LO 泄漏等问题。
零中频结构对射频滤波器的要求较为宽松，而且在中频部分，基带滤波器一般较带通滤波器更容易实现。在此类结构中，MIMO技术也容易实现。另外，一般而言，零中频结构在功耗方面也较为优越。但是需要格外注意的是，IQ均衡问题，高SNDR的DAC设计，直流偏移消除等问题，尤其是在接收端方面的直流偏移消除问题，需要非常小心的对待，并且注意通道的均衡，而带外噪声的滤出则需要高阶滤波器。
相比于零中频结构，数字处理可以避免I Q 的失配问题。而且数字中频结构还具有多种优点。在基带-中频中的IQ均衡问题、直流偏移问题容易解决;较低的带外整形泄露要求和可调的振幅;而且信号在基带-中频段之后对带通滤波器的要求较低，很容易到达指标;混频器的负载能力和振幅要求对衰减器要求也不高。但是，数字中频接收机对模数转换器(ADC)有较高要求，如需要ADC有足够高的动态范围，较低的量化噪声和热噪声，好的线性度，足够大的动态范围。在一些低速率应用中，如IEEE802.15.4中，带通Σ-Δ ADC( Band pass Σ-Δ ADC)性能较为适宜，但带通Σ-Δ ADC却有有较大的设计难度。同时还意味着对基带部分的DSP性能要求更高，例如进行窗式滤波等。而且DAC要求也相应提高，通常需要10~12比特的分辨率和较高的速率。对镜像抑制滤波器的性能也变得苛刻，甚至在某些频率区域需要对RF滤波器补偿。所以在WiMax应用中，数字中频结构很有潜力，但是需要对设计能力进行权衡。
三种接收结构相应的WiMax终端收发系统及其数字基带处理部分的模块数简单对比如下表所示，这里忽略了一些次要模块和一些非收发通路的一些模块。
这里，空白栏并不完全表示不需要该模块，而是根据具体设计指标确定。另外，在对于QAM64和QAM16调制中由相位失衡造成的误差矢量幅度性能差异比较，数字中频结构较其余两种有微弱优势;在QPSK调制方式下，数字中频结构仅在增益失衡较大时略有劣势。总体而言，在WiMax的这三种调制方式下，三种接收结构中由相位失衡造成的误差矢量幅度性能差异极小。
给出了几种WiMax芯片的性能参数，可以看出在这些芯片中，零中频结构较为普遍。
这里，空白栏并不完全表示不需要该模块，而是根据具体设计指标确定。另外，在对于QAM64和QAM16调制中由相位失衡造成的误差矢量幅度性能差异比较，数字中频结构较其余两种有微弱优势;在QPSK调制方式下，数字中频结构仅在增益失衡较大时略有劣势。总体而言，在WiMax的这三种调制方式下，三种接收结构中由相位失衡造成的误差矢量幅度性能差异极小[1]。
一般而言，在现代的射频系统中，天线接收到的信号频率很高而且具有极小的信道带宽。如果考虑直接滤出所需信道，则滤波器的Q值将非常大，而且高频电路在增益、精度和稳定性等方面的问题，在目前的技术条件下，对信号直接在高频段解调是不现实的。使用混频器将高频信号降频，在一个中频频率进行信道滤波、放大和解调可以解决高频信号处理所遇到的上述困难，但是又引入了另一个严重的问题，即镜像频率干扰：当两个信号的频率与本振(LO)信号频率差在频率轴上对称地位于本振信号的两边，或者说它们的绝对值相等但是符号相反，那么经过混频后这两个信号都将被搬移到同一个中频频率。如果其中一个是有用信号，另一个是噪声信号，那么噪声信号所在的频率就称为镜像频率，这种经过混频后的干扰现象通常被称为镜频干扰。为了抑制镜频干扰，普遍采用的方法是利用滤波器滤除镜像频率成份。但是由于该滤波器工作在高频频段，其滤波效果取决于镜频频率与信号频率之间的距离，或者说取决于中频频率的高低。如果中频频率高，信号频率与镜像频率相距较远，那么镜像频率成份就受到较大的抑制;反之，如果中频频率较低，信号频率与镜像频率相隔不远，滤波的效果就较差。但另一方面，由于信道选择在中频频段进行，基于同样的理由，较高的中频频率对信道选择滤波器的要求也较高。所以，镜像频率抑制与信道选择形成了一对矛盾，而中频频率的选择成为平衡这对矛盾的关键。在一些要求较高的应用中，常常使用两次或三次变频来取得更好的折衷。
通常而言，由于要滤出一个具有很高中心频率和受很大干扰的窄信道要求滤波器具有高的 Q 值。在外差结构中,信号频带被变换到低得多的频率,从而降低了对信道选择滤波器的要求。外差结构可以从镜像抑制和信道选择这两方面进行综合考虑，由于镜像信号降低了接收器的灵敏度,那么中频的选择要求从灵敏度和选择性两个方面进行权衡。在IEEE802.16e/WiMAX的射频前端设计而言，外差式发送端较直接变换对DAC的要求较低，而且镜像问题变得不突出。但是模块器件数增加了，这意味着更多的功耗。抑制镜像信号的最常用的方法就是利用放在混频器前面的一个镜像抑制滤波器，滤波器设计成使它在有用频带上有较小的损耗，而镜像频带上则有很大的衰减。外差结构需要镜像滤波器，但是由于大的频率分离， 图像滤波器的设计是比较简单的。这里还需要注意的是：不同频率滤波器的可达性和物理尺寸。
超外差接收机在抑制镜像频率干扰、敏度和选择性上有较大优势，而且多级转换无直流偏移和信号泄漏，但是也有成本高、对IR滤波器有较高要求、需要低噪声放大器(LNA)和混频器(Mixer)与50W的良好匹配等缺点。在某些情况下，镜像频率抑制滤波器和信道选择滤波器并不适于单片集成，从而导致前级(如LNA)的50欧姆阻抗匹配，加重了LNA等模块增益，稳定性，功耗等性能的折衷问题。
零中频(零差，直接下变频)结构的简单性相对于外差结构有两个很重要的优点。第一，镜像问题被克服了，因此，不需要镜像滤波器，所以 LNA 也不需要驱动 50 欧姆的负载。其次，SAW 滤波器和后续的下变频级可代之以适合单片集成的低通滤波器和基带放大器。 但是，零中频结构在信道选择时通过有源低通滤波器抑制信道外的干扰比使用无源滤波器更加困难，并且产生了直流偏移，IQ失配，偶阶失真，闪烁噪声，LO 泄漏等问题。
零中频结构对射频滤波器的要求较为宽松，而且在中频部分，基带滤波器一般较带通滤波器更容易实现。在此类结构中，MIMO技术也容易实现。另外，一般而言，零中频结构在功耗方面也较为优越。但是需要格外注意的是，IQ均衡问题，高SNDR的DAC设计，直流偏移消除等问题，尤其是在接收端方面的直流偏移消除问题，需要非常小心的对待，并且注意通道的均衡，而带外噪声的滤出则需要高阶滤波器。
相比于零中频结构，数字处理可以避免I Q 的失配问题。而且数字中频结构还具有多种优点。在基带-中频中的IQ均衡问题、直流偏移问题容易解决;较低的带外整形泄露要求和可调的振幅;而且信号在基带-中频段之后对带通滤波器的要求较低，很容易到达指标;混频器的负载能力和振幅要求对衰减器要求也不高。但是，数字中频接收机对模数转换器(ADC)有较高要求，如需要ADC有足够高的动态范围，较低的量化噪声和热噪声，好的线性度，足够大的动态范围。在一些低速率应用中，如IEEE802.15.4中，带通Σ-Δ ADC( Band pass Σ-Δ ADC)性能较为适宜，但带通Σ-Δ ADC却有有较大的设计难度。同时还意味着对基带部分的DSP性能要求更高，例如进行窗式滤波等。而且DAC要求也相应提高，通常需要10~12比特的分辨率和较高的速率。对镜像抑制滤波器的性能也变得苛刻，甚至在某些频率区域需要对RF滤波器补偿。所以在WiMax应用中，数字中频结构很有潜力，但是需要对设计能力进行权衡。
三种接收结构相应的WiMax终端收发系统及其数字基带处理部分的模块数简单对比如下表所示，这里忽略了一些次要模块和一些非收发通路的一些模块。
这里，空白栏并不完全表示不需要该模块，而是根据具体设计指标确定。另外，在对于QAM64和QAM16调制中由相位失衡造成的误差矢量幅度性能差异比较，数字中频结构较其余两种有微弱优势;在QPSK调制方式下，数字中频结构仅在增益失衡较大时略有劣势。总体而言，在WiMax的这三种调制方式下，三种接收结构中由相位失衡造成的误差矢量幅度性能差异极小。
给出了几种WiMax芯片的性能参数，可以看出在这些芯片中，零中频结构较为普遍。
这里，空白栏并不完全表示不需要该模块，而是根据具体设计指标确定。另外，在对于QAM64和QAM16调制中由相位失衡造成的误差矢量幅度性能差异比较，数字中频结构较其余两种有微弱优势;在QPSK调制方式下，数字中频结构仅在增益失衡较大时略有劣势。总体而言，在WiMax的这三种调制方式下，三种接收结构中由相位失衡造成的误差矢量幅度性能差异极小[1]。
