[转载]基于ADS平台改进型Doherty电路设计与仿真

首先理论上推导，再通过Advanced design system( ADS) 平台仿真验证,仿真设计一款工作于2. 14 GHz 频段改进型Doherty功率放大器，与传统Doherty电路相比，其输出合路部分采用了3dB混合电桥进行合路，结构简单，无需调整主放大器和峰值放大器的补偿线即可达到改善输出效率。仿真结果表明，在峰值功率回退6dB时，其电流附加效率( PAE) 为43.3%，比工作在AB 类的功率放大器提高了16.7%，与传统的Doherty 功率放大器相当。因此，这种结构简单的改进型Doherty电路不但提高了PAE，而且可靠性好，易于批量生产，适用于现代无线通信系统中。

1、引言

在现代数字通信中,调制技术运用了非恒包络调制方式，峰值和平均值相差较大,描述为峰均比（PAR），为了满足线性度的要求，则往往采用功率回退的方法来达到线性度的提升。随着功率的回退，放大器效率的效率也会大大的降低。将Doherty 技术运用到射频功率放大器中，可以显著的提高系统的效率。

传统的Doherty 放大器提出了用一段1/4 阻抗变换线连接载波放大器和峰值放大器，从而改善功率放大器的效率，电路结构比较复杂。同时，还需在峰值放大器和载波放大器链路后面加入补偿线，当小信号阶段，峰值放大器后面的补偿线用于将峰值放大器的小阻抗变换成大阻抗，实现开路状态，使得Doherty 功率放大器在高功率和低功率状态下都能够很好的匹配负载阻抗，实现高效率。而本文中提出使用一种3dB混合电桥来替代传统电路中的1/4阻抗变换线和补偿线，使得电路更简单，简化调试过程，提高了生产可行性和系统可靠性。

2、Doherty 功率放大器的原理

Doherty 功率放大器这一概念首先由贝尔实验室的William H.Doherty 提出的。起初它是应用于真空管放大器。经典Doherty功放的框图如图1 所示，电路中包括3dB功分器，两段1/4波长微带线和主功放、辅助功放。其中，辅助功放前的1/4波长微带线实现了其电流相对主功放输入电流相位滞后90 度，而主功放后面的1/4波长微带线在补偿了输出相位差的同时，更重要的是起到了阻抗变换的作用。

图1、Doherty功放的基本框图

载波放大器工作在B类或者AB 类，峰值放大器工作在C类，当输入信号比较小的时候，峰值放大器截止，只有载波放大器处于工作状态；当管子的输出电压达到峰值饱和点时，理论上的效率可以达到π/4。如果这时候将激励加大一倍，那么，放大器在达到峰值的一半时就出现饱和了，效率也达到最大的π/4 ,此时峰值放大器也开始与载波放大器一起工作。峰值放大器的引入,从载波放大器的角度看,负载减小了,因为峰值放大器对负载的作用相当于串连了一个负阻抗,所以,尽管载波放大器的输出电压已经饱和，输出功率因为负载的减小却持续增大(流过负载的电流变大了) 。当达到激励的峰值时,峰值放大器也达到了自己效率的最大点,这样两个功放合在一起的效率就远远高于单个B 类功放的效率。单个B 类功放的最大效率π/4 出现在峰值处,现在π/4 的效率在峰值的一半（回退6dB）就出现了。所以这种结构可以达到很高的效率（图2）。

图2、载波、峰值放大器不同功率比对应的效率最高点

在实际应用中，在小功率输入的情况下，Doherty 放大器的增益和单管相比，增益有较大幅度的下降。其原因主要是：由于峰值放大器匹配电路的影响，峰值放大器截止时，其等效阻抗并不满足理想情况的无穷大。并且由于等效阻抗并不是理想的无穷大，造成载波放大器能量的泄露，降低效率。

为了解决Doherty 放大器在小信号的情况下，载波放大器不满足截止的理想条件，通常会在峰值放大器和载波放大器链路输入和输出加入补偿线（offset line），载波放大器后的补偿线用于小信号时漏极大电流的实现，达到提前饱和提高效率的作用。峰值放大器后面的补偿线用于将峰值放大器的小阻抗变换成大阻抗，实现开路状态。因此，补偿线的长短是否合适极为重要。在现代移动通信中，频率动辄都是2GHz、3GHz，其1个波长仅仅几十毫米，补偿线几个毫米的长短差别都会造成很大的性能上的差别，补偿线的长短也是Doherty电路的调试难点。而输入端的补偿线主要作用则是为了两路放大器可以在输出合路的地方保持相同的相位，进行有效功率合成。

图3、Doherty功放实际应用框图

3、改进型Doherty 功率放大器原理

从图1可见，传统Doherty功放电路的输出合路部分采用了分叉的合路器，图中的虚线框部分，这个电路的S参数矩阵是

（1）

Doherty功放的输出合路器还可以采用3dB混合电桥来做，如图4所示

图4、3dB混合电桥端口示意图

3dB电桥的S参数矩阵是

（2）

[b]表示反射波，[a]表示入射波

当我们把隔离口开路时，b4=a4，代入到上式，并消去b4，a4，得到：

得到一个3端口网络，这个3端口网络的S参数矩阵为

（3）

和（1）式比较，仅涉及3端口的参数的相位有差异，如果我们把后一电路的3端口前加上90°相移，则这个电路的S参数和前一电路完全相同，也为（1）。如图5，两个电路是等效的。

图5、输出合路部分等效转换图

由于3口合路输出是接50Ω负载，所以3口上的50Ω微带对功放除了相位延迟外不产生其他影响。

如果我们把4口走一段微带再开路，那么会是什么情形呢，我们可以把1、2端口的反射看着从4口反射回1、2口的，4口增加的微带增加了反射路径，一段路径可以移到1、2端口上。于是，下面两个电路是等效的，可以验证它们的S参数矩阵是一样的，如图6所示。

图6、3dB电桥等效转换图

就是说我们调整4口反射线的长度就相当于调整合路器前的微带长度，而4口还可以短路（相当于增加了λ/4长度的开路线）或用电容来调整，不同的容量可以等效不同的微带长度。由于Doherty功放需要仔细调整分叉合路器前的微带长度，而采用了这种结构只需改变隔离器口的电抗就可以了，所以采用混合电桥输出合路的Doherty功放调整更方便。全部的变换关系如图7所示

图7、3dB混合电桥完整转换图

4、改进型Doherty 功率放大器仿真验证

我们选用NXP公司的10W LDMOS功率放大管BLF6G21-10G，在ADS上进行仿真，通过对比其工作在CLASS AB状态下的功率和效率，和采用改进型Doherty结构后的功率和效率进行对比，验证了方案的可行性。

1）单管CLASS AB状态下仿真

图8、单管CLASS AB仿真原理图

图9、单管CLASS AB仿真结果

由上面的图8和图9可见，BLF6G21-10G在CLASS AB状态下，其P1dB功率为41.3dBm，约12W左右，而其输出功率为34dBm时，功率附加效率（PAE）为26.6%。

2）双管改进型Doherty电路结构仿真

取两个BLF6G21-10G，在输入和输出端通过两个3dB混合电桥合路，1个定义为主放大器（载波放大器），工作在CLASSAB状态，另一个定义为峰值放大器，工作在CLASSC状态，构成了Doherty结构，仿真过程和结果如图10和图11所示。

图10、改进型Doherty仿真原理图

图11、改进型Doherty仿真结果

从图11的仿真结果看，改进型Doherty电路的峰值功率达到了43.3dBm，输出功率为37.3dBm时，效率达到了43%，与CLASS AB状态相比，功率回退同样6dB情况下，效率提高16.7%。

5、结论

通过从原理的推导，在理论方面论证了方案的可行性，再通过ADS进行仿真，从仿真结果上再次对方案的正确。传统Doherty电路，其载波和峰值路均需要调整补偿线的长短，电路复杂调试难度大，不利于批量生产等问题。改进型Doherty和CLASS AB电路基本一致，结构简单，可靠性好，便于大批量生产，同时效率也得到了极大的改善，非常适合于WCDMA、CDMA2000、TDD-LTE和LTE-FDD等各种移动通信基站和直放站的应用。

作者：卓龙声，研发工程师，深圳市鼎芯无限科技有限公司