基于SVPWM的三相混合开关电流型整流器的优化控制策略研究

传统的大功率整流器在从电网取电时，由于大功率电子器件的作用以及无功元器件的影响，大量的谐波电流被注入到电力系统，使电网中的谐波水平逐年增高。谐波对从电网取电的其他设备将会造成一些严重的威胁。为解决大功率变流装置对电网的干扰：一是加接滤波器来提供谐波电流的通路；另外一个更加有效的方法是增加整流相数，即增加整流电压的脉波数，如多脉波整流桥和PWM整流桥等。
  
 三相PWM整流器通过将网侧电流或电压调制成高频的PWM脉冲波，经滤除网侧电流的高频谐波及其倍频谐波，其网侧谐波失真率完全可以达到国家安全标准。图1是三相PWM电流型整流器[2]，大功率条件下电路需使用大功率开关管，如IGBT、IGCT、IECT等可控高频开关管来实现。但这些管子价格昂贵，后两者目前只有少数国外公司能生产，故不能广泛应用。 
   
处于研究领域的三相混合开关PWM电流型整流器如图2所示。该电路的输出电压具有降压特性；网侧电流谐波分量小；电路的输出侧电感使电路更稳定安全；使用晶闸管使该电路具有成本优势。该电路可适用于电机驱动和金属热处理工业。

图1 传统的三相PWM电流型整流器 图2 三相混合开关PWM电流型整流器

1  电路拓扑
   
三相混合开关PWM电流型整流器相比较传统的三相PWM电流型整流器[3][4]，具有以下特点：在整流桥部分使用6个晶闸管替代了6个IGBT；仅使用一个开关管（如IGBT）与晶闸管整流桥串联，IGBT能强制关断整流桥中已导通的晶闸管，这样可使晶闸管整流桥具有脉宽调制的能力。由于晶闸管没有擎住效应限制，其电流特性比IGBT好，而且其导通压降也小于IGBT，可提高电路的效率。图2中IGBT关掉后，晶闸管由导通恢复到正向阻断状态需要一定的时间[5],故晶闸管的关断特性将限制电路的工作频率。为提高工作频率来减小滤波器的体积和成本，必须减小晶闸管关断恢复时间TOFF，或者优化控制策略来分配给晶闸管更多的关断时间。为缩减TOFF，可以给已开通的晶闸管提供反压来加速其反向恢复过程，如图3所示的系统框图，增加了反压电路网络（Q2和Umax）以及控制电路驱动电路。反压网络只需提供给晶闸管反向恢复电流，所以普通功率等级的开关管即可满足Q2的要求。提供反压的电压源Umax 是通过工频变压器将网侧电压升压，再经二极管整流桥整流后加到稳压电容上，经滤波得到。

图3 增加反压电路的混合开关PWM电流型整流器

2电流型空间矢量控制策略 [p]
   
三相混合开关PWM电流型整流器采用空间矢量控制（SVPWM）[6][7] [8]来实现。电流型空间矢量控制能充分利用DSP芯片的中断功能，使得PWM控制波形的发生和控制方案的实现大为简化。图4所示为三相电流型整流器的电流矢量以及相应的坐标轴。SVPWM调制方式使用图4中的九个电流矢量来合成所需要的参考电流矢量I*。

图4 三相电流型整流器的电流矢量

给定一个参考矢量I*（如图4），可基于式(1)~ 式(4)用I1和I6矢量合成，其中T1T6T0是I1I6和I7矢量的作用时间，Ts是开关周期，m是调制比，可得到零矢量作用时间T0。在传统的空间矢量控制中[9]，T0被平均分配到I1和I6之间，提供给晶闸管的关断时间为T0/2，如图5所示。电路的最高工作频率fS由式(5)决定。

图5 SVPWM中各矢量的时序图

3  优化的电流型空间矢量控制策略
   
为提高控制系统分配给晶闸管的关断时间，以下对电路的开关过程进行分析。图4所示的扇区I中，当-π/6<α<0时，网侧电容电压VA’<VC’：S1将关断向S5换流，如果S1没有恢复到正向阻断状态，此时S5的管压降为正；给S5门极驱动脉冲，S5承受正压自然开通，而S1承受反压强制关断。理论上S1向S5换流需要的时间可以为0。S5将关断向S1换流，如果S5没有恢复到关断状态，S1承受反压；此时给S5门极脉冲也不能驱动开通S5，即S5向S1换流失败。所以S5向S1换流时，需要的零矢量时间T0_2至少不可小于TOFF。对于特殊情况VA’=VC’，需通过设置特定的开关频率来避免，能保证换流时只有以上两种情况。故在晶闸管非自然换流条件下，满足反向恢复时间大于TOFF，即可保证晶闸管之间正常换流，电流型空间矢量能正常进行。电路中的最小零矢量时间不小于TOFF，电路的最高工作频率fS由式（6）决定。

   
令关断时间TOFF=41.67μs，调制比m=0.9，由传统的电流型空间矢量控制式(5)得到工作频率为1.2kHz；而优化的电流型空间矢量控制式(6)得到工作频率为2.4kHz。以扇区I为例，优化的空间矢量条件下，各矢量的时序分配如图6所示。开关周期0<α≤α2内，晶闸管强制换流时刻α=α1，晶闸管S5承受最小反压值。根据式(7)， 代入m=0.9，TS=416.7μs后得到α1≈0.072。由式(8)计算出晶闸管最小反压值VAC’。电容电压峰值VS≈311V，则VAC’≈38.75V。理论上满足晶闸管加反压关断的条件。  [p]
  
以下是扇区间换流的情况。图7所示为扇区I到扇区Ⅱ的矢量分配图。图中在非自然换流时，晶闸管的关断时间为TOFF；在自然换流时，晶闸管承受的反压远大于最小反压值38.75V。即能保证电路优化后的电流型空间矢量正常进行。

图6 优化SVPWM扇区I内的矢量时序图 图7 优化SVPWM中扇区I到扇区Ⅱ的矢量时序图

4 仿真结果
   
对三相混合开关PWM电流型整流器使用优化空间矢量控制策略进行仿真验证。仿真电路的功率为300kW，直流侧电流为700A；网侧滤波器谐振频率为750Hz，滤波交流电感为100μH，等效串联电阻为0.047Ω，网侧三相滤波电容为450μF，则滤波器的品质因数约为10；电路的工作频率为2.4kHz。

图8 优化控制策略的网侧电流波形：（a）相网侧PWM电流波形；（b）各相网侧电流波形

   
图8为网侧电流波形。对网侧电流进行傅里叶分析，图8(b)中网侧电流Isa的THD≈11.66%，各次谐波分量列于表1。5次到19次谐波由滤波器谐振放大，49次和53次为开关频率及其边频谐波。通过增加谐振吸收电路来滤除低次谐波，网侧电流如图9所示。

图9 (a)吸收17次谐波后的网侧电流波形；（b）吸收5次、11次和17次谐波后的网侧电流波形

图10 传统控制策略的网侧电流波形:(a)a相网侧PWM电流波形；（b）a相网侧电流电压波形

   
图9(a)中，滤除17次电流谐波后，网侧电流Isa的THD≈9.21%。图9(b)中同时谐振吸收5次、11次和17次电流谐波后，Isa的THD≈5.89%。比较传统的电流型空间矢量来分配网侧电流脉冲，在相同的晶闸管关断时间和电路调制比条件下，电路的最高工作频率为1.2kHz。使用相同的电路拓扑参数进行仿真，网侧电流波形如图10所示。由于网侧滤波器的转折频率太接近于电路的工作频率，故开关频率及其边频的谐波不易滤除。图10(b)中最大谐波分量是基波的26.71%；网侧电流Isa的THD≈33.2%。要减小THD需要增加网侧滤波电感；另外开关频率降低一半后，直流侧滤波效果要到达原来的要求，滤波电容不变时，需要4倍原来的直流滤波电感。由仿真可见，通过优化空间矢量来提高开关频率，可减小滤波电感和电容，降低整体系统的体积和成本；虽会造成网侧电流一定的畸变，通过采用谐振吸收电路，可使电网侧电流谐波明显被抑制。  [p]

5  实验结果
   
设计了一套小功率样机验证策略的可行性。参数如下：主开关使用IGBT；整流桥使用普通晶闸管，设置TOFF=42μs；网侧电容为126.6μF,电感为1mH；fs=2.4kHz。图11(a)为a相晶闸管的驱动脉冲和PWM电流波形。图11(b)所示圆圈内，最小零矢量时间20μs后晶闸管可通过强制换流成功。验证了优化电流型空间矢量策略的可行性。

 
图11 优化控制策略下的电流波形: (a)a相上管的驱动脉冲和a相的PWM电流波形；(b)放大到200us/格的波形。

图12为滤波后的a相网侧电流和电压波形。可见网侧电流和电压同相位，电流波形基本为正弦波。图13为直流侧整流桥输出的电压波形和滤波电感后的电压波形，可见提高开关频率后，可以减小直流滤波器的体积。

图12 a相网侧电流Ias和电压波形Vas  图13 直流侧整流桥输出电压Vd和滤波后电压Vdc

结语 
    本文介绍了三相混合开关PWM电流型整流器使用晶闸管代替大功率可控开关管，使大功率PWM型整流器有低成本的解决方案。通过优化空间矢量方法，在保证晶闸管关断的同时提高了电路的工作频率，保证网侧电流谐波能更好的被抑制。通过仿真分析了优化控制策略的优缺点。最后通过实验验证了该优化电流型空间矢量的可行性。