基于载波移相的级联多电平并网逆变器研究

摘要：随着新能源技术的发展，高性能的并网逆变器已成为研究热点。分析了H桥级联逆变器的拓扑结构及载波移相技术的原理，提出一种基于DSP+CPLD实现载波移相的方法，将该方法应用于H桥级联多电平并网逆变器系统中，并通过仿真和实验证明了该方法的可行性，以及系统具有并网电流谐波含量低，开关器件等效开关频率高，低压开关器件实现高压输出的优点。
关键词：逆变器；载波移相；并网

1 引言
随着人们对新能源发电的重视，并网逆变器的研究备受关注。传统的全桥逆变器应用于高压大功率场合时，常采用功率器件串并联的方式来实现高压大电流输出，但该方法要求串并联的功率器件同时关断和开通，在实际设计时较难实现。也可采用低压小功率逆变器通过多重化技术和升压变压器实现高压大功率输出，但这样会导致系统体积大，成本高，可靠性下降，能量传输效率下降。采用级联多电平技术能使低压功率器件应用于高压大功率场合，输出电压足够高，无需升压变压器而直接实现高压大功率输出。在此将载波移相技术应用于H桥级联多电平拓扑结构，与传统的PWM控制策略相比，能在较低的开关频率下实现高的等效开关频率，具有谐波特性较好和开关损耗低的特点，特别适用于多电平大功率场合，具有较广阔的应用前景。
设计中选用的DSP(TMS320F2812)的独立定时器个数不能满足要求，因此采用DSP和CPLD相结合的方式，产生12路PWM控制信号，实现单相7电平输出；整个系统采用电流闭环PI控制，并用实验验证了该系统的可行性。

2 工作原理
整个系统样机的主电路拓扑结构如图1所示，主电路由3个H桥级联而成。

2．1 主电路拓扑及控制策略
图2示出并网逆变器的主电路拓扑。各H桥单元均采用相同电压的直流电压源、较低开关频率的SPWM策略、相同的调制信号、相同的载波比和调制比；不同的是每个H桥单元的载波依次错开一定的角度，因此，逆变器输出的是一个阶梯波，更接近于正弦波，能有效消除输出谐波。

设单相逆变器系统主电路由N个H桥单元组成，采用双极性三角载波移相SPWM控制策略，则一个H桥的输出电压表达式为：

由式(1)和式(2)可知，uo的最大谐波集中在2N倍的载波频率附近，输出电压提高N倍，等效开关频率提高2N倍。
图3以3个H桥级联为例，一个H桥单元左右桥臂的三角载波信号相差π，则每个H桥比前一个H桥的三角载波信号滞后π／N。 图3中载波信号1～6分别与图2中的H1左桥臂、H2左桥臂、H3左桥臂、H1右桥臂、H2右桥臂、H3右桥臂相对应。以H1为例分析，在t0～t1时段内，VT12和VT14导通，H1处于旁路状态，输出为0；在t1～t2时段内，VT11和VT14导通，H1输出为E；在t2～t3时段内，VT11和VT13导通，H1处于旁路状态，输出为0；在t3～t4时段内，VT12和VT14导通，H1处于旁路状态，输出为0；在t4～t5时段内，VT12和VT13导通，H1输出为-E；在t5～t6时段内，VT11和VT13导通，H1处于旁路状态，输出为0；因此H1输出为E，0，-E3种状态。同样H2和H3输出亦为E，0，-E 3种状态。Ho是H1，H2和H3输出之和，即有图3所示的3E，2E，E，0，-E，-2E，-3E 7种电平状态。

2．2 DSP+CPLD实现载波移相
3个H桥级联需要6个相位依次相差π／3的三角载波，而TMS320F2812上只有4个独立的定时计数器，不能实现输出6列载波信号。因此需要
采用DSP+CPLD相结合的方法来实现。如图4所示，定时计数比较器由6个计数器和6个比较器组成，计数器由时钟分频器提供时钟信号，6个计数器进行双向增减模式计数，分别产生在时间上错开T／6(T为计数器的周期)的6列三角载波信号，如图3中载波信号1～6所示。

DSP输出的脉宽比较值数据先由数据锁存器进行锁存，数据送到定时计数比较器中进行死区处理，之后6个比较器将计数器的值与脉宽比较值进行实时比较，输出12路PWM波形。每个计数器在达到计数周期值时均会产生中断信号，该中断信号通过一定时间的延时可直接送到DSP
的捕获口，而保护信号与CPLD实时通信，无延时，实现DSP与CPLD协同工作。由于载波移相调制方法各个载波依次错开T／6时间，故该6个中断信号不会有时间上的重叠，因而不会造成中断信号冲突。DSP响应外部中断后进入中断子程序进行A／D采样和相应的脉宽比较值计算，再将这些数据送到CPLD。如此循环，实现12路带死区的PWM控制信号的输出。
2．3 并网电流控制策略
并网逆变器选择电流闭环控制，只需要控制逆变器，使其输出的电流跟踪电网电压相位就能实现并网运行，因此控制系统的结构和算法实现相对简单，控制系统稳定性好。电流环的数学模型如图5所示。

由图5可得系统的开环传递函数为：

式中：Udc为直流侧电压；Ip为交流侧电流的峰值；ω为交流电流的角频率；△Im为谐波电流脉动最大允许值；Up为电网电压的峰值。

3 仿真与实验结果
在Matlab的Simulink环境下进行仿真，参数设置为：直流侧电压450 V，并网电流峰值5 A，频率50 Hz，采样频率7．5 kHz，滤波电感7．5 mH，对级联7电平并网进行仿真。
由仿真可知，级联7电平并网输出电压和电流波形更加接近于正弦波，THD分别为20．93％和1．1％；逆变器输出电压最大谐波集中在45 kHz附近，与理论分析相符合。
在理论分析和仿真基础上，建立了单相级联7电平并网逆变器实验系统，系统由主电路、电流电压检测电路、DSP控制单元、基于CPLD的12路PWM发生单元、驱动保护电路和并网电感等组成；主电路采用3个H桥组成单相级联并网逆变器，可实现7电平输出。实验参数：电网相电压220 V，频率50 Hz；每个H桥单元直流侧电压150 V，滤波电感7．5 mH，开关频率7．5 kHz，PI调节器参数为Kp=0．09，KI=0．14。

图6a为稳态工作时逆变器输出7电平电压波形；图6b表明系统具有较好的稳态性能；当并网电流(峰值)由2．5 A到5 A突变时，系统的动态响应波形如图6c所示；电流的响应速度快，无冲击电流，证明该系统具有较好的动态响应性能。

4 结论
仿真和实验结果表明，将载波移相技术应用于级联多电平并网逆变器，能实现在较低的器件开关频率下输出电流电压的谐波含量低，系统暂稳态性能良好，等效开关频率高，降低了开关损耗，因此这种并网逆变器在高压大功率逆变器领域具有较好的应用前景。