开关电源的开关损耗

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作者：Roger Kenyon 美信公司应用工程部总监

Switching loss in switch-mode power supplies

　　基于电感的开关电源（SM-PS）包含一个功率开关，用于控制输入电源流经电感的电流。大多数开关电源设计选择MOSFET作开关（图1a中Q1），其主要优点是MOSFET在导通状态具有相对较低的功耗。
　　MOSFET完全打开时的导通电阻（RDS(ON)）是一个关键指标，因为MOSFET的功耗随导通电阻变化很大。开关完全打开时，MOSFET的功耗为ID2与RDS(ON)的乘积。如果RDS(ON)为0.02W，ID为1A，则MOSFET功耗为0.02*12=0.02W。功率MOSFET的另一功耗源是栅极电容的充放电。这种损耗在高开关频率下非常明显，而在稳态（MOSFET连续导通）情况下，MOSFET栅极阻抗极高，典型的栅极电流在纳安级，因此，这时栅极电容引起的功耗则微不足道。转换效率是SMPS的重要指标，须选择尽可能低的RDS(ON)。MOSFET制造商也在坚持不懈地开发低导通电阻的MOSFET，以满足这一需求。
　　随着蜂窝电话、PDA及其他电子设备的体积要求越来越小，对电子器件，包括电感、电容、MOSFET等的尺寸要求也更加苛刻。减小SMPS体积的通用方法是提高它的开关频率，开关频率高容许使用更小的电感、电容，使外部元件尺寸最小。
　　不幸的是，提高SMPS的开关频率会降低转换效率，即使MOSFET的导通电阻非常小。工作在高开关频率时，MOSFET的动态特性，如栅极充放电和开关时间变得更重要。可以看到在较高的开关频率时，高导通电阻的MOSFET反而可以提高SMPS的效率。为了理解这个现象就不能只看MOSFET的导通电阻。下面讨论了N沟道增强型MOSFET的情况，其它类型的MOSFET具有相同结果。

图1. 一个典型的升压转换器（a）利用MOSFET控制流经电感至地。

　　当沟道完全打开，沟道电阻(RDS(ON))降到最低；如果降低栅极电压，沟道电阻则升高，直到几乎没有电流通过漏极、源极，这时MOSFET处于断开状态。可以预见，沟道的体积愈大，导通电阻愈小。同时，较大的沟道也需要较大的控制栅极。由于栅极类似于电容，较大的栅极其电容也较大，这就需要更多的电荷来开关MOSFET。同时，较大的沟道也需要更多的时间使MOSFET打开或关闭。工作在高开关频率时，这些特性对转换效率的下降有重要影响。
　　在低开关频率或低功率下，对SMPS MOSFET的功率损耗起决定作用的是RDS(ON)，其它非理想参数的影响通常很小，可忽略不计。而在高开关频率下，这些动态特性将受到更多关注，因为这种情况下它们是影响开关损耗的主要原因。

图2. 所示简单模型显示了N沟道增强型MOSFET的基本组成，流经漏极与源极之间沟道的电流受栅极电压控制。
MOSFET栅极类似于电容极板，对栅极提供一个正电压可以提高沟道的场强，产生低导通电阻路径，提高沟道中的带电粒子的流通。

　　对SMPS的栅极电容充电将消耗一定的功率，断开MOSFET时，这些能量通常被消耗到地上。这样，除了消耗在MOSFET导通电阻的功率外，SMPS的每一开关周期都消耗功率。显然，在给定时间内栅极电容充放电的次数随开关频率而升高，功耗也随之增大。开关频率非常高时，开关损耗会超过MOSFET导通电阻的损耗。
　　随着开关频率的升高，MOSFET的另一显著功耗与MOSFET打开、关闭的过渡时间有关。图3显示MOSFET导通、断开时的漏源电压、漏极电流和MOSFET损耗。在功率损耗曲线下方，开关转换期间的功耗比MOSFET导通时的损耗大。由此可见，功率损耗主要发生在开关状态转换时，而不是MOSFET开通时。
　　MOSFET的导通和关断需要一定的过渡时间，以对沟道充电，产生电流或对沟道放电，关断电流。MOSFET参数表中，这些参数称为导通上升时间和关断下降时间。对指定系列中，低导通电阻MOSFET对应的开启、关断时间相对要长。当MOSFET开启、关闭时，沟道同时加有漏极到源极的电压和导通电流，其乘积等于功率损耗。三个基本功率是：
　　P = I*E
　　P = I2*R
　　P = E2/R
对上述公式积分得到功耗，可以对不同的开关频率下的功率损耗进行评估。
MOSFET的开启和关闭的时间是常数，当占空比不变而开关频率升高时（图5），状态转换的时间相应增加，导致总功耗增加。例如，考虑一个SMPS工作在50%占空比500kHz，如果开启时间和关闭时间各为0.1祍，那么导通时间和断开时间各为0.4祍。如果开关频率提高到1MHz，开启时间和关闭时间仍为0.1祍，导通时间和断开时间则为0.15祍。这样，用于状态转换的时间比实际导通、断开的时间还要长。
可以用一阶近似更好地估计MOSFET的功耗，MOSFET栅极的充放电功耗的一阶近似公式是：
　　EGATE = QGATE×VGS,
QGATE是栅极电荷， VGS是栅源电压。
在升压变换器中，从开启到关闭、从关闭到开启过程中产生的功耗可以近似为：
　　ET = (abs[VOUT - VIN]×ISW×t)/2
　　其中ISW是通过MOSFET的平均电流（典型值为0.5IPK），t是MOSFET参数表给出的开启、关闭时间。
MOSFET完全导通时的功耗（传导损耗）可近似为：
　　ECON = (ISW)2 ×RON×tON,
　　其中RON是参数表中给出的导通电阻，tON是完全导通时间（tON= 1/2f，假设最坏情况50%占空比）。
考虑一个典型的A厂商的MOSFET：
　　RDSON = 69mW
　　QGATE = 3.25nC
　　tRising = 9ns
　　tFalling = 12ns
一个升压变换器参数如下：
　　VIN = 5V
　　VOUT = 12V
　　ISW = 0.5A
　　VGS = 4.5V
100kHz开关频率下每周期的功率损耗如下：
　　EGATE = 3.25nC×4.5V = 14.6nJ
　　ET(rising) = ((12V - 5V)×0.5A×9ns)/2 = 17.75nJ
　　ET(falling) = ((12V - 5V)×0.5A ×12ns)/2 = 21nJ
　　ECON = (0.5)2 ×69mW×1/(2× 100kHz) = 86.25nJ.
　　从结果可以看到，100kHz时导通电阻的损耗占主要部分，但在1MHz时结果完全不同。栅极和开启关闭的转换损耗保持不变，每周期的传导损耗以十分之一的倍率下降到8.625nJ，从每周期的主要功耗转为最小项。每周期损耗在62nJ，频率升高10倍，总MOSFET功率损耗增加了4.4倍。
另外一款MOSFET：
　　RDSON = 300mW
　　QGATE = 0.76nC
　　TRising = 7ns
　　TFalling = 2.5ns.
SMPS的工作参数如下：
　　EGATE = 0.76nC×4.5V = 3.4nJ
　　ET(rising) = ((12V - 5V)×0.5A×7ns)/2 = 12.25nJ
　　ET(falling) = ((12V - 5V)×0.5A×2.5ns)/2 = 4.3nJ
　　ECON = (0.5)2 ×300mW×1/(2× 1MHz) = 37.5nJ.
　　导通电阻的损耗仍然占主要地位，但是每周的总功耗仅57.45nJ。这就是说，高RDSON（超过4倍）的MOSFET使总功耗减少了7%以上。如上所述，可以通过选择导通电阻及其它MOSFET参数来提高SMPS的效率。
　　到目前为止，对低导通电阻MOSFET的需求并没有改变。大功率的SMPS倾向于使用低开关频率，所以MOSFET的低导通电阻对提高效率非常关键。但对便携设备，需要使用小体积的SMPS，此时的SMPS工作在较高的开关频率，可以用更小的电感和电容。延长电池寿命必须提高SMPS效率，在高开关频率下，低导通电阻MOSFET未必是最佳选择，需要在导通电阻、栅极电荷、栅极上升/下降时间等参数上进行折中考虑。

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