光伏并网系统DC/DC全桥软开关变换器的研究

0 引言
 

目前并网逆变器市场上大多采用工频隔离型并网逆变器，由于工频变压器会使系统效率变低、体积大、成本高等缺点，近年来，高频隔离型并网逆变器也逐渐成为研究热点；但是逆变器的高频化会带来高电磁干扰(EMI)和高开关损耗，同时考虑到光伏并网系统作为大功率系统的应用，因此移相全桥软开关变换器(FB-ZVZCS)很适用于光伏并网中的DC／DC环节。
 

现阶段，实现FB-ZVZCS的方法有很多，主要有滞后桥臂串阻塞二极管、原边串饱和电抗器，副边有源钳位等等；文献提出了一种副边无源钳位的ZVZCS变换器，本文结合光伏逆变器的特点并从电路结构简单、占空比丢失小、副边整流二极管寄生振荡小、效率高的角度出发，采用无源钳位的ZVZCS变换器作为光伏升压移相全桥DC／DC变换器。
 

1 原理分析及实现软开关的条件
 

1．1 原理分析
 

图1为无源钳位的ZVZCS全桥变换器，该电路中超前桥臂通过并联在两个开关管V1和V3上电容的C1和C3来实现零电压开关。而实现滞后桥臂零电流开关，是在续流期间通过钳位电容Cc上的电压反射到漏感Lr上，使得原边电流迅速下降来实现的。
 

为简化电路分析，先作如下假设：所有元件都是理想的；输出滤波电容很大，可近似为电压源，输出滤波电感很大，可近似为电流源；电容C1=C3=Cr，变压器匝数比为N1／N2=1／k，输入电压为Uin，输出电压为U0。在半个周期中，变换器一共有8种工作状态，各阶段主要波形如图2所示；
 

模式1[t0～t1]

t0时刻，V1开通，由于变压器漏感Lr的存在，原边电流不会发生突变，V4零电流开通，如图2所示。电压Uin作用于漏感Lr，原边电流Ip为：

模式2[t1～t2]

t1时刻，整流二极管VD2、VD3反向关断，VD2、VD3两端的反压等于U0，无源钳位电路开始工作，通过Cc和D2给Cf充电，钳位电容Cc两端电压升高。这段时间内有：

模式3[t2～t3]

t2时刻，二极管D2关断，整流二极管VD2和VD3承受nUin电压，原边电流nI0，在这段时间内，变换器经变压器向负载提供能量，Cc上电压充至UCc(t2)=Uin-U0／2n并保持不变。
 

模式4[t3～t4]

t3时刻，V1关断，由于并联C1，V1实现了ZVS关断，电容C1开始充电，C3开始放电。
 

模式5[t4～t5]

在t4时刻，钳位二极管D1开始工作，原边不足以向副边提供能量，Cc通过Lf、Cf、D1开始向负载提供能量，同时C1继续充电、C3放电至t5时刻。
 

模式6[t5～t6]

t5时刻，C3放电完毕，续流二极管D3开始导通，为V3实现零电压开通提供了条件。V4处于续流状态，此时原边电流迅速下降，负载电流主要由钳位电容Cc提供，流过Cc的电流增大，在t6时刻原边电流减小为零，此时Cc的电流值达到最大。
 

模式7[t6～t6]

t6时刻，原边电流为零，负载电流全部由钳位电容Cc提供，整流二极管两端承受的反压随钳位电容Cc的放电下降。
 

模式8[t7～t8]

t7时刻，钳位电容Cc中的能量被全部释放，整流二极管VD1～VD4开始续流，变压器原边电流为零并且保持。在t8时刻关断V4，实现了零电流关断并结束前半个周期的换流；下一个时刻，V2零电流开通，开始进入下半个周期的循环，工作模式和上述分析基本相同。

1．2 实现软开关的条件

1．2．1 超前臂实觋ZVS条件

为实现零电压开关，要求要有足够的能量来使得同一桥臂开关管两端并联的电容充、放电，从而让即将开通的开关管的反并联二极管自然导通。所以要实现超前桥臂的零电压开关，需要在开关管导通和关断之前将电容C1和C3上的电荷抽走。根据模式4可得到最小死区时间。

Td>(C1+C2)Uin／2nI0      (3)

1．2．2 滞后臂实现ZCS条件

变压器漏感Lr的大小是以能实现滞后桥臂ZCS为前提的，假设滞后臂开关管的开通时间为ton，要实现ZCS需要(t1-t0)>>ton，则根据工作模式1可得：

Lr=Uint／Ip(t)≥Uin(t1-t0)／2nI0≥Uinton／2nI0    (4)

2 关键参数的设计

变换器采用了移相控制，超前臂两开关管互补180°导通，两开关管驱动信号之间设置一定死区，滞后臂设置与超前臂相同，只是在相位上有一定的滞后，滞后角度反映了有效占空比的大小。设计步骤如下：

    (1)设置两对桥臂的死区时间Td；

    (2)设置占空比D，计算匝比k；

    (3)根据式(1)算出谐振电感Lr，根据式(2)求出钳位电容Cc；

3 仿真研究

为了检验上述分析，采用matlab仿真软件对无源钳位的ZVZCS全桥变换器进行开环仿真(如图3所示)，根据以上分析，设计电路参数为：输入电压Uin=36V，输出Uo=400V，输出功率Po=1000W，移相角30°，开关管频率fs=20kHz，输出滤波电容Cf=100 μF，输出滤波电感Lf=3mH，超前桥臂开关管并联电容C1=C3=0．2 μF，输入滤波电容Cin=1000μF，谐振电感Lr=0．36 μH，钳位电容Cc=100nF，仿真结果如下：

图3为超前臂G1的管压降和驱动波形；在G1导通之前VDS1下降为零，在G1关断之前，VDS1保持为零，因此超前臂实现了ZVS。图4为滞后臂G3的驱动电压和流过G3电流波形；在G3开通之前，Ip电流保持为0，在G3关断之前Ip电流下降为0，滞后臂实现了ZCS。图5为变压器原、副边的电压波形；原边与副边的占空比存在差异，副边电压上升比原边电压上升略微滞后，这是由变压器原边漏感Lr造成的；而在电压下降时副边电压也滞后于原边电压，这是由无源钳位电路所造成；总体来看，较传统的ZVS变换器器占空比丢失有所减小。图6是副边整流二极管电压、电流波形，经过计算二极管电压尖峰理论值为535V，实际副边尖峰电压约540V，二极管电流尖峰理论值5．1A，实际电流尖峰5．4A较传统的ZVS变换器尖峰明显减小。图7是负载R输出电压、电流波形，由仿真图可以看出，输出电压最终稳定在400V左右，输出电流最终接近2．5A，输出功率Po=1000W。

4 结束语

本文结合光伏并网逆变器的特点介绍了一种无源钳位的ZVZCS变换器，此变换器较好地实现了超前臂的ZVS、滞后桥臂ZVS，降低了系统的损耗；且原副边占空比丢失较传统的ZVS变换器有所减小，副边整流二极管的寄生振荡基本得到消除；设计了一套1kW的参数，通过matlab软件仿真初步验证了此变换器的正确性和可行性。